Microcircuits amplificateurs à faible bruit. Microphones très sensibles avec amplificateurs de basses à faible bruit

Salut tout le monde.

Lors de l'assemblage d'amplificateurs de microphone de haute qualité et à faible bruit, les radioamateurs utilisent le plus souvent des solutions de circuits basées sur des transistors bipolaires discrets ou à effet de champ, ou des amplificateurs opérationnels à faible bruit. Les amplificateurs de haute qualité pour microphones utilisant des transistors sont souvent assez complexes et ne garantissent pas une répétabilité stable des paramètres, et pour assembler un amplificateur utilisant des amplificateurs opérationnels à faible bruit, vous ne disposerez peut-être pas des microcircuits nécessaires ou leurs prix seront supérieurs à acceptable.

Un amplificateur de haute qualité pour un microphone stéréo peut être fabriqué non seulement à l'aide de transistors spéciaux à faible bruit (Fig. 1, 2), d'amplificateurs opérationnels intégrés (amplis opérationnels) ou de circuits intégrés spécialisés, mais également à l'aide de quelque chose que les radioamateurs possèdent le plus souvent. en abondance, mais peu de gens pensent au potentiel de certains microcircuits « rares ». Il s'agit de circuits intégrés - des amplificateurs de lecture spécialisés à faible bruit pour les magnétophones à cassettes et à bobines d'enregistrement sonore analogique. L'enregistrement magnétique domestique du son appartient rapidement au passé ; de nombreuses radios et autoradios importés ont déjà fait leur temps, et lorsqu'ils sont démontés pour les pièces de rechange, les puces d'amplificateur de lecture intégrées restent le plus souvent inutiles.

Basé sur l'une de ces puces LA3161

vous pouvez créer un amplificateur de microphone stéréo simple à alimentation unique qui ne nécessite aucune configuration en seulement deux heures. Le schéma de principe de cet amplificateur est présenté ci-dessous.

Cet appareil est un amplificateur stéréo à faible bruit doté d'un gain de tension d'environ 100. La tension d'alimentation nominale de cet amplificateur est de 9 volts, le courant de repos est d'environ 6 mA, la tension d'entrée nominale est de 5 mV et la tension de sortie nominale est 500 mV à distorsion THD 0,05 %. La résistance de sortie est d'environ 100 kOhm. Le microcircuit peut fonctionner sur une alimentation de 2,5 à 16 Volts. Mais avec une alimentation inférieure à 7 Volts, ses principales caractéristiques se dégradent.

Le microcircuit est alimenté par une source de tension stable traversant un filtre LC C1L1C2C3. Dans un cas particulier, une batterie galvanique « Krona » ou son équivalent peut être utilisée comme source d'alimentation.

Le coefficient de transmission de l'amplificateur dépend du rapport des résistances R5/R3 et R6/R4. Si un gain de tension important est nécessaire, la résistance des résistances R3 et R4 peut être réduite de 10 à 20 fois. Vous pouvez utiliser des microphones dynamiques et à condensateur comme microphones VM1 et VM2. S'il n'y a pas de source suiveuse dans un microphone à condensateur ou à électret, vous pouvez l'introduire dans l'amplificateur, par exemple en installant un microcircuit K513UE1 dans chaque canal. Les condensateurs C4 et C5 empêchent diverses interférences radio de pénétrer dans l'entrée. Les résistances R9 et R10 éliminent l'apparition possible d'un « clic » lorsqu'un amplificateur de microphone est connecté à un équipement de reproduction sonore, et sont également nécessaires à la polarisation correcte des plaques des condensateurs à oxyde C10 et C11. Le schéma fonctionnel de la puce LA3161 est présenté dans la figure ci-dessous. Si vous n'utilisez qu'un seul des deux amplificateurs du microcircuit, l'entrée non inverseuse correspondante (broche 1 ou 8) doit être connectée à un fil commun.

Vous pouvez assembler l'amplificateur sur une planche mesurant 70×27 mm (voir photo). Il doit y avoir un peu d'espace sur le côté gauche de la carte pour accueillir les composants supplémentaires qui pourraient être nécessaires pour faire correspondre certains microphones dynamiques à l'entrée de l'amplificateur.

Les résistances peuvent être utilisées comme MLT, S2-23 ou leurs analogues. Il est préférable de prendre en compte que plus la puissance des résistances du même type est élevée, plus leur propre niveau de bruit sera faible. Si le gain est supérieur à 500, il est préférable d'installer des résistances R1 - R6 d'une puissance de 0,5 à 1 Watt. Condensateurs non polaires - film ou céramique importé de petite taille. Les condensateurs à oxyde C6, C7 doivent avoir le courant de fuite le plus faible. Si vous ne trouvez pas de condensateurs de haute qualité parmi ceux en aluminium ordinaires, vous pouvez utiliser des condensateurs en céramique ou à film d'une capacité de 4,7 μF. La self L1 peut être n'importe quelle self de petite taille et de faible puissance avec une inductance supérieure à 100 μH. Si la tension d'alimentation est de 12 volts ou plus, il serait alors préférable de connecter une résistance de 1 kOhm en série. Vous pouvez remplacer la puce LA3161 par LA3160.

Ces deux microcircuits sont produits par Sanyo dans le boîtier SIP-8, ils ont les mêmes brochages et paramètres similaires. Les microcircuits d'amplificateurs à faible bruit pour la lecture d'enregistrements sonores magnétiques avec des circuits de correction désactivés peuvent être utilisés non seulement comme amplificateurs de microphone, mais également dans. unités d'amplificateurs de normalisation préliminaires, de commandes passives de tonalité et de volume ou comme amplificateurs de signal provenant de capteurs piézoélectriques et de pyrodétecteurs.

Tous mes vœux.

Il existe de nombreux amplificateurs pour lesquels l'un des principaux paramètres requis est la nécessité d'assurer un bruit minimal à la sortie. Généralement, de tels circuits sont utilisés pour amplifier les signaux provenant de divers capteurs, ainsi que dans les récepteurs à conversion directe, où l'amplification principale est effectuée à basses fréquences. Une augmentation du bruit rend impossible la distinction des signaux faibles sur fond de bruit.

Le bruit interne dans un amplificateur se produit lorsque le courant traverse les éléments passifs et actifs du circuit.
Les caractéristiques du bruit dépendent également largement de la conception du circuit (circuit). Lors du développement d'un amplificateur avec un rapport signal/bruit élevé, en plus du choix optimal du type de circuit, il est important de sélectionner correctement la base des éléments et d'optimiser le mode de fonctionnement des cascades.

Sélection des composants du circuit

Dans un amplificateur réel, la source du bruit interne est :
1) bruit thermique et actuel des résistances ;
2) bruit de scintillement des condensateurs, diodes et diodes Zener ;
3) bruit de fluctuation des éléments actifs (transistors) ;
4) vibrations et bruits de contact.

Résistances

Le bruit intrinsèque des résistances est constitué de bruit thermique et de courant.

Le bruit thermique est provoqué par le mouvement des électrons dans la substance conductrice à partir de laquelle la résistance est constituée (ce bruit augmente avec la température). S'il n'y a aucune tension agissant sur la résistance, alors la force électromotrice de bruit à ses bornes (en µV) est déterminée à partir de la relation :

Esh=0,0125 x f x R,
où f est la bande de fréquences en kHz ; R - résistance en kOhm.

Le bruit de courant se produit lorsque le courant traverse une résistance. Dans ce cas, une tension de bruit apparaît en raison de l'effet de fluctuation des résistances de contact entre les particules conductrices du matériau. Sa valeur dépend linéairement de la tension appliquée. Par conséquent, les propriétés de bruit des résistances sont caractérisées par le niveau de bruit, qui est le rapport entre la valeur efficace de la composante alternative de la tension de bruit Em (μV) et la tension appliquée U (V) : Em/U.

Le spectre de fréquences des deux types de bruit est continu (« bruit blanc »). Et si pour le bruit thermique il est uniformément réparti jusqu'aux très hautes fréquences, alors pour le bruit actuel il commence à diminuer à partir d'environ 10 MHz.

La quantité totale de bruit est proportionnelle à la racine carrée de la résistance, donc pour la réduire, la quantité de résistance dans le circuit doit également être réduite.
Parfois, afin de réduire le bruit provoqué par les résistances, ils ont recours à leur connexion en parallèle (ou en série) et installent également plus de puissance que nécessaire au fonctionnement. De plus, vous pouvez utiliser les types dans lesquels, en raison de la technologie de fabrication, ce paramètre est plus petit.

Dans les résistances sans fil, le bruit de courant est bien supérieur au bruit thermique. Le niveau de bruit global pour différents types de résistances peut aller de 0,1 à 100 µV/V.

Pour comparer différentes résistances (fixes et accordées du groupe SP), les valeurs maximales de bruit sont données dans le tableau 1

Type de résistances Conception technologique Niveau de bruit, μV/V BLT brun carbone 0,5 S2-13 S2-29V métal-diélectrique 1,0 S2-50 métal-diélectrique 1,5 MLT OMLT S2-23S2-33 métal-diélectrique 1...5 S2-26 oxyde métallique 0,5 SP3-4
SP3-19
SP3-23 film composite 47...100
25...47
25...47
Tableau 1 - Propriétés sonores des résistances

Comme le montre le tableau, les résistances ajustées sont beaucoup plus bruyantes. Pour cette raison, il est préférable de les utiliser avec de petites coupures ou de les exclure complètement du circuit.
Les propriétés de bruit des résistances peuvent être utilisées pour créer un générateur de bruit à large bande.

Comme recommandations pour le choix des résistances pour l'assemblage d'un amplificateur à faible bruit, on peut noter qu'il est plus pratique d'utiliser les types suivants : C2-26, C2-29V, C2-33 et C1-4 (conception de puce non emballée). Récemment, des résistances métal-diélectriques importées à faible bruit sont apparues en vente, de conception similaire au C2-23, mais avec un facteur de bruit inférieur (0,2 µV/V).

Il est possible de réduire significativement le bruit des résistances en les refroidissant fortement, mais cette méthode est trop coûteuse et est très rarement utilisée.

Condensateurs

Dans les condensateurs, la source du bruit de scintillement est le courant de fuite. Les condensateurs à oxyde de grande capacité présentent les courants de fuite les plus élevés. De plus, les fuites augmentent avec l'augmentation de la capacité et diminuent avec l'augmentation de la tension de fonctionnement nominale autorisée.

Les données de référence pour les condensateurs à oxyde les plus courants sont données dans le tableau 29.
Les courants de fuite les plus faibles parmi les condensateurs polaires sont : K53-1A, K53-18, K53-16, K52-18, K53-4 et autres.
Les condensateurs à oxyde installés à l'entrée comme condensateurs d'isolement peuvent augmenter considérablement le bruit de l'amplificateur. Par conséquent, il est conseillé d'éviter leur utilisation en les remplaçant par des films (K10-17, K73-9, K73-17, KM-6, etc.), même si cela entraînera une augmentation significative de la taille de la structure. .

Type de condensateur Technologie de fabrication Température de fonctionnement, C Courant de fuite, µA K50-6
K50-16
K50-24
oxyde d'aluminium électrolytique -10...+85
-20...+70
-25...+70 4...5000
4...5000
18...3200K52-1
K52-2
K52-18 oxyde de tantale volumétrique poreux -60...+85
-50...+155
-60...+155 1,2...8,5
2...30
1...30K53-1
K53-1A
Semi-conducteur d'oxyde de tantale K53-18 -80...+85
-60...+125
-60...+125 2...5
1...8
1...63
Tableau 2 - Paramètres de référence des condensateurs

Diodes et diodes Zener

Lorsque le courant passe directement, le bruit des diodes est minime. Le plus grand bruit est fourni par le courant de fuite (sous l'action d'une tension inverse), et plus il est petit, mieux c'est. Les diodes Zener sont assez bruyantes. Cette propriété est même parfois utilisée pour réaliser les générateurs de bruit les plus simples pour les jouets d'enfants (simulateurs de bruit de surf, bruits d'incendie, etc. - L16, L17). Pour obtenir un bruit maximum dans de tels circuits, les diodes Zener fonctionnent à faibles courants (avec une grande résistance supplémentaire).

Transistors

Dans le transistor lui-même, les principaux types de bruit sont thermiques et génération-recombinaison, dont la densité spectrale de puissance ne dépend pas de la fréquence.

Pour réduire le niveau de bruit, des transistors bipolaires à faible bruit avec un facteur de bruit standardisé (Ksh) sont généralement utilisés dans les étages d'entrée dans notre pays. Il s'agit de : (p-n-p) KT3102D(E), KT342V et (p-n-p) KT3107E(Zh, L) et un certain nombre d'autres. Il convient de noter ici que l'utilisation de transistors bipolaires haute fréquence à faible bruit dans la plage des basses fréquences. , en règle générale, peut être inapproprié. Pour de tels transistors, le facteur de bruit est évalué uniquement dans la région des hautes fréquences et, dans la plage inférieure à 100 kHz, ils ne peuvent pas produire moins de bruit que les autres. De plus, de tels transistors peuvent présenter une tendance à l'excitation (auto-génération).

S'il est nécessaire d'obtenir une résistance d'entrée élevée dans l'étage d'entrée de l'amplificateur, le transistor à effet de champ KP303V(A) est souvent utilisé. Il est fabriqué avec une porte basée sur une jonction pn (canal de type n) et présente un facteur de bruit normalisé.

Bruit de contact

se produire en raison d'une soudure de mauvaise qualité (avec violation du régime de température) ou à la jonction des connecteurs. Pour cette raison, il n'est pas recommandé de connecter les circuits d'entrée de l'amplificateur à faible bruit via des connexions enfichables. J'ai également rencontré une situation où les transistors faisaient plus de bruit dans le même circuit après ressoudage.

Bruits de vibrations

peut survenir lors de l'utilisation de l'appareil sur des objets en mouvement ou dans des endroits soumis à des vibrations accrues provenant de l'équipement en fonctionnement. Ils surviennent en raison du transfert de vibrations mécaniques aux plaques des condensateurs, entre lesquelles il existe une différence de potentiel (ce qu'on appelle « l'effet piézo-microphone »). Ceci s'observe même dans les condensateurs céramiques de petite taille (K10, K15, etc.) et de grande capacité (supérieure à 0,01 μF). Cette interférence peut être particulièrement prononcée dans les condensateurs de couplage installés à l'entrée de l'amplificateur. Le signal parasite provenant des vibrations mécaniques se présente sous la forme d'impulsions courtes et pointues dont le spectre se situe dans la plage des basses fréquences. Pour lutter contre ce type d’interférences, l’amortissement de l’ensemble de la structure peut être utilisé. Cette interférence ne se produit pas dans les condensateurs à oxyde.

Lors de la sélection des pièces pour assembler un circuit à faible bruit, il est nécessaire de prendre en compte leur temps de production. Le fabricant garantit les paramètres uniquement pendant une certaine période de stockage. Cela ne dure généralement pas plus de 8 à 15 ans. Au fil du temps, des processus de vieillissement se produisent, se manifestant par une diminution de la résistance d'isolement, la capacité des condensateurs diminue et les courants de fuite augmentent. Les condensateurs à oxyde changent particulièrement leurs caractéristiques au fil du temps. Pour cette raison, il est préférable d’éviter si possible leur utilisation dans les chemins de signaux.

Moshe Gerstenhaber, Rayal Johnson et Scott Hunt, Analog Devices

Dialogue analogique

Introduction

Créer un système de mesure avec une sensibilité de l’ordre du nanovolt est une tâche d’ingénierie très difficile. Les meilleurs amplificateurs opérationnels disponibles (amplis opérationnels), tels que les amplificateurs à très faible bruit, à 1 kHz peuvent atteindre des tensions de bruit inférieures à 1 nV/√Hz, mais de 0,1 Hz à 10 Hz, la nature du bruit basse fréquence limite les meilleures valeurs réalisables. à 50 nV crête. Le suréchantillonnage et la moyenne des échantillons peuvent réduire la contribution RMS du bruit à spectre plat au prix de débits de données plus élevés et d'une consommation d'énergie supplémentaire, mais le suréchantillonnage ne réduira pas la densité spectrale du bruit et n'aura aucun effet sur le bruit de scintillement (1/f). . De plus, le gain élevé du circuit de prétraitement du signal d'entrée, nécessaire pour éliminer la contribution au bruit des étages suivants, réduit la bande passante du système. Sans isolation, tout bruit sur le bus de masse apparaîtra à la sortie, où il pourra annuler à la fois le faible bruit interne de l'amplificateur et son signal d'entrée. Un bon amplificateur d'instrumentation à faible bruit simplifie la conception et la construction de tels systèmes et réduit les erreurs résiduelles causées par la tension de mode commun, les fluctuations de l'alimentation électrique et la dérive de température.

L'amplificateur d'instrumentation à faible bruit offre un gain de précision de 2000 et dispose de tout ce dont vous avez besoin pour résoudre ces problèmes. Avec une dérive de température de gain ne dépassant pas 5 ppm/°C, une dérive de tension de décalage maximale de 0,3 µV/°C, un taux de réjection de tension en mode commun minimum de 140 dB à 60 Hz (pas plus de 120 dB à 50 kHz ), un taux de réjection d'ondulation d'alimentation de 130 dB et une bande passante de 3,5 MHz, l'AD8428 est idéal pour les systèmes de mesure bas de gamme. Mais plus important encore, la densité spectrale de tension de bruit propre de l'amplificateur de seulement 1,3 nV/√Hz à 1 kHz et le bruit crête à crête de 40 nV, le meilleur du secteur, de 0,1 à 10 Hz, offrent un rapport signal/bruit élevé pour des performances très élevées. signaux faibles. Deux broches supplémentaires (+FIL, -FIL) donnent aux concepteurs la possibilité de réduire la bande passante du bruit en modifiant le gain ou en ajoutant un filtre. De plus, ces broches de filtre constituent un moyen unique d'améliorer le rapport signal/bruit.

Utilisation de l'amplificateur d'instrumentation AD8428 pour réduire le bruit

La figure 1 montre une configuration de circuit qui peut réduire davantage le bruit. La connexion parallèle des entrées de l'amplificateur et des sorties de filtre de quatre puces AD8428 réduit le bruit de moitié.

L'impédance de sortie du circuit sera faible quel que soit l'amplificateur d'instrumentation dont le signal est extrait. Ce circuit peut être étendu pour réduire le bruit de la racine carrée des amplificateurs.

Comment le circuit réduit le bruit

La tension de bruit typique de 1,3 nV/√Hz référencée en entrée générée par chaque amplificateur AD8428 n'est pas corrélée au bruit généré par les autres amplificateurs. Le bruit provenant de sources non corrélées est ajouté aux bornes du filtre comme racine de la somme des carrés. Dans le même temps, le signal d'entrée présente une corrélation positive. Les tensions qui apparaissent aux broches du filtre de chaque puce en raison du signal d'entrée sont les mêmes, donc connecter plusieurs AD8428 en parallèle ne modifie pas la tension à ces points, et le gain reste égal à 2000.

Analyse du bruit

L'analyse suivante du circuit simplifié de la figure 2 montre que deux amplificateurs AD8428 connectés de cette manière réduisent le bruit d'un facteur √2. Le bruit de chaque amplificateur peut être modélisé par la tension à son entrée +IN. Pour déterminer le bruit total, mettez à la terre les entrées et utilisez une méthode de superposition pour combiner les sources de bruit.

Le bruit de la source e n1 arrive à la sortie du préamplificateur de la puce A1, amplifié différentiellement 200 fois. Pour cette partie de l'analyse, nous considérons que les sorties du préamplificateur de la puce A2 sont sans bruit et ses entrées mises à la terre. Le diviseur résistif 6 kΩ/6 kΩ entre chaque sortie préampli de IC A1 et la sortie préampli correspondante de IC A2 peut être remplacé par son équivalent Thevenin : la moitié de la tension de bruit du préampli A1 avec une résistance série de 3 kΩ. Cette division est le mécanisme qui réduit le bruit. Une analyse complète par la méthode du potentiel nodal montre que le bruit e n1 est amplifié en sortie jusqu'à un niveau de 1000 × e n1 . Sur la base de la symétrie du circuit, il est naturel de conclure que la contribution de e n2 sera égale à 1000 × e n2 . Les niveaux en égaux et égaux e n1 et e n2 sont ajoutés comme somme racine des carrés, ce qui donne un bruit de sortie total de 1414 × e n .

Afin de le ramener à l’entrée, il faut déterminer la valeur du gain. Supposons qu'un signal différentiel V IN soit appliqué entre les broches +INPUT et -INPUT. La tension différentielle à la sortie du premier étage A1 sera égale à V IN × 200. Les mêmes tensions apparaissent également aux sorties du préamplificateur de la puce A2, donc le diviseur 6 kOhm/6 kOhm n'affecte pas le signal de quelque manière que ce soit, et l'analyse par la méthode du potentiel de nœud montre que la tension de sortie est égale à V IN × 2000. Ainsi, la tension totale du bruit référencé à l'entrée est égale à e n × 1414/2000, ou, ce qui est pareil, e n /√2. En remplaçant ici la valeur typique de densité de bruit AD8428 de 1,3 nV/√Hz, nous constatons que la configuration de deux amplificateurs donne une densité de bruit d'environ 0,92 nV/√Hz.

À mesure que des amplificateurs sont ajoutés, l'impédance de sortie du filtre change, ce qui réduit également le niveau de bruit. Par exemple, lorsque vous utilisez quatre AD8428 dans la configuration illustrée à la figure 1, trois résistances de 6 kΩ sont connectées entre la broche du filtre et chacune des sorties sans bruit du préampli. Cela forme effectivement un diviseur résistif 6k/2k, atténuant la tension de bruit d'un facteur quatre. Alors le bruit total des quatre amplificateurs, comme prévu, devient égal à e n /2.

Compromis entre bruit et puissance

Du point de vue bruit/puissance, l'AD8428 est très efficace. Avec une densité de bruit d'entrée de 1,3 nV/√Hz, sa consommation de courant ne dépasse pas 6,8 mA. À titre de comparaison, l'ampli opérationnel à faible bruit AD797 nécessite un courant maximum de 10,5 mA pour atteindre 0,9 nV/√Hz. Un amplificateur d'instrumentation discret avec deux amplificateurs opérationnels AD797 et un amplificateur différentiel de faible puissance avec un gain de 2 000 peut nécessiter plus de 21 mA pour produire une tension de bruit d'entrée de 1,45 nV/√Hz, qui sera consommée principalement par deux amplificateurs opérationnels et une résistance de 30,15 ohms En plus du courant total consommé par un groupe d'amplificateurs connectés en parallèle, le concepteur doit également prendre en compte leurs conditions thermiques. La puissance dissipée dans un seul châssis AD8428 lorsqu'il est alimenté à ±5 V augmente sa température d'environ 8°C. Si plusieurs appareils sont disposés en groupe compact sur la carte ou sont situés dans un espace confiné du boîtier, ils peuvent s'échauffer les uns les autres, ce qui nécessitera de prendre en compte les aspects thermiques lors de la conception du circuit.

Modélisation SPICE

La modélisation SPICE, même si elle n’est pas destinée à remplacer le prototypage, peut être utile comme première étape pour tester une idée elle-même. Pour tester et simuler le fonctionnement d'un circuit composé de deux appareils connectés en parallèle, le simulateur ADIsimPE avec le modèle macro AD8428 SPICE a été utilisé. Les résultats présentés sur la figure 3 démontrent le comportement attendu du circuit : gain de 2000 et bruit réduit de 30 %.

Résultats de mesure

La conception complète à quatre puces AD8428 a été testée en laboratoire. Le bruit mesuré référencé à l'entrée avait une densité spectrale de 0,7 nV/√Hz à 1 kHz et un niveau de 25 nV crête à crête de 0,1 Hz à 10 Hz. C'est moins de bruit que de nombreux nanovoltmètres. Les résultats des mesures de densité spectrale et de tension de bruit de crête sont présentés respectivement sur les figures 4 et 5.

Conclusion

La création de dispositifs dotés d'une sensibilité au niveau du nanovolt est une tâche très difficile, qui crée de nombreux défis de conception. L'amplificateur d'instrumentation AD8428 possède toutes les fonctionnalités nécessaires pour mettre en œuvre des systèmes de haute qualité nécessitant un faible bruit et un gain élevé. De plus, sa structure unique permet aux concepteurs d’ajouter ce circuit inhabituel à leur arsenal de solutions nanovolts.

Liens

Tutoriel MT-047. Bruit de l'ampli opérationnel.
Tutoriel MT-048. Relations entre le bruit de l'ampli opérationnel : bruit 1/f, bruit RMS et bande passante de bruit équivalente.
Tutoriel MT-049. Calculs du bruit de sortie total de l'ampli opérationnel pour le système unipolaire.
Tutoriel MT-050. Calculs du bruit de sortie total de l'ampli opérationnel pour le système de second ordre.
Tutoriel MT-065. Bruit dans l'ampli.

Les circuits et les conceptions de microphones hautement sensibles en combinaison avec des amplificateurs basse fréquence (LNF) faits maison à faible bruit sont pris en compte.

La conception d'un amplificateur sensible et à faible bruit (ULA) a ses propres caractéristiques. La plus grande influence sur la qualité de la reproduction sonore et l'intelligibilité de la parole est exercée par la réponse amplitude-fréquence (AFC) de l'amplificateur, son niveau de bruit, les paramètres du microphone (AFC, diagramme polaire, sensibilité, etc.) ou les capteurs qui le remplacent, comme ainsi que leur cohérence mutuelle avec l'amplificateur. L'amplificateur doit avoir un gain suffisant.

Lorsque vous utilisez un microphone, il est de 60 dB à 80 dB, c'est-à-dire 1 000 à 10 000 fois. Compte tenu des particularités de réception d'un signal utile et de sa faible valeur dans des conditions de niveau d'interférence relativement important, qui existe toujours, il convient dans la conception de l'amplificateur de prévoir la possibilité de corriger la réponse en fréquence, c'est-à-dire sélection de fréquence du signal traité.

Il convient de garder à l'esprit que la partie la plus informative de la gamme audio est concentrée dans la bande de 300 Hz à 3-3,5 kHz. Certes, parfois, afin de réduire les interférences, cette bande est encore réduite. L'utilisation d'un filtre passe-bande dans le cadre d'un amplificateur peut augmenter considérablement la plage d'écoute (2 fois ou plus).

Une portée encore plus grande peut être obtenue en utilisant des filtres sélectifs à Q élevé dans le cadre de l'ULF, qui permettent d'isoler ou de supprimer le signal à certaines fréquences. Cela permet d'augmenter considérablement le rapport signal sur bruit.

Base élémentaire

La base d'éléments moderne vous permet de créer ULF de haute qualité basé sur des amplificateurs opérationnels à faible bruit(OU), par exemple, K548UN1, K548UN2, K548UNZ, KR140UD12, KR140UD20, etc.

Cependant, malgré la large gamme de microcircuits et d'amplificateurs opérationnels spécialisés et leurs paramètres élevés, ULF sur transistors n'ont pas perdu de leur importance à l'heure actuelle. L'utilisation de transistors modernes à faible bruit, notamment dans le premier étage, permet de créer des amplificateurs avec des paramètres et une complexité optimaux : faible bruit, compacts, économiques, conçus pour une alimentation basse tension. Par conséquent, les transistors ULF s’avèrent souvent être une bonne alternative aux amplificateurs à circuits intégrés.

Pour minimiser le niveau de bruit dans les amplificateurs, notamment dans les premiers étages, il est conseillé d'utiliser des éléments de haute qualité. Ces éléments comprennent des transistors bipolaires à faible bruit et à gain élevé, par exemple KT3102, KT3107. Cependant, selon l'objectif de l'ULF, des transistors à effet de champ sont également utilisés.

Les paramètres des autres éléments sont également d'une grande importance. Dans les cascades de circuits électroniques à faible bruit, des condensateurs à oxyde K53-1, K53-14, K50-35, etc. sont utilisés, des condensateurs non polaires - KM6, MBM, etc., des résistances - pas pires que le traditionnel 5% MLT- 0,25 et ML T-0,125, le meilleur type de résistances est celui des résistances bobinées et non inductives.

La résistance d'entrée de l'ULF doit correspondre à la résistance de la source du signal - un microphone ou un capteur le remplaçant. En règle générale, ils essaient de rendre l'impédance d'entrée de l'ULF égale (ou légèrement supérieure) à la résistance du convertisseur de source de signal aux fréquences fondamentales.

Pour minimiser les interférences électriques, il est conseillé d'utiliser des fils blindés d'une longueur minimale pour connecter le microphone à l'ULF. Il est recommandé de monter le microphone à électret IEC-3 directement sur la carte du premier étage de l'amplificateur de microphone.

S'il est nécessaire d'éloigner considérablement le microphone de l'ULF, vous devez utiliser un amplificateur avec une entrée différentielle et la connexion doit être effectuée à l'aide d'une paire de fils torsadés dans l'écran. L'écran est connecté au circuit en un point du fil commun aussi proche que possible du premier ampli opérationnel. Cela garantit que le niveau de bruit électrique induit dans les fils est minimisé.

ULF à faible bruit pour microphone sur K548UN1A

La figure 1 montre un exemple d'ULF basé sur un microcircuit spécialisé - IC K548UN1A, contenant 2 amplificateurs opérationnels à faible bruit. L'ampli opérationnel et l'ULF créés sur la base de ces amplis opérationnels (IC K548UN1A) sont conçus pour une tension d'alimentation unipolaire de 9V - ZOV. Dans le circuit ULF ci-dessus, le premier ampli-op est inclus dans une version qui garantit le niveau de bruit minimum de l'ampli-op.

Riz. 1. Circuit ULF sur l'ampli-op K548UN1A et options de connexion du microphone : a - ULF sur l'ampli-op K548UN1A, b - connexion d'un microphone dynamique, c - connexion d'un microphone électret, d - connexion d'un microphone déporté.

Éléments du circuit de la figure 1 :

R1 =240-510, R2=2,4k, R3=24k-51k (réglage du gain),
R4=3k-10k, R5=1k-3k, R6=240k, R7=20k-100k (réglage du gain), R8=10 ; R9=820-1,6k (pour 9V) ;
C1 =0,2-0,47, C2=10µF-50µF, C3=0,1, C4=4,7µF-50µF,
C5=4,7uF-50uF, C6=10uF-50uF, C7=10uF-50uF, C8=0,1-0,47, C9=100uF-500uF ;
Amplis opérationnels 1 et 2 - IS K548UN1A (B), deux amplificateurs opérationnels dans un boîtier IC ;
T1, T2 - KT315, KT361 ou KT3102, KT3107 ou similaire ;
T-TM-2A.

Les transistors de sortie de ce circuit ULF fonctionnent sans polarisation initiale (avec Irest = 0). La distorsion de type « étape » est pratiquement absente en raison de la rétroaction négative profonde couvrant le deuxième ampli-op du microcircuit et les transistors de sortie. S'il est nécessaire de changer le mode des transistors de sortie (Iquiescent = 0), le circuit doit être. ajusté en conséquence : incluez une résistance ou des diodes dans le circuit entre les bases T1 et T2, deux résistances 3-5k depuis les bases des transistors jusqu'au fil commun et au fil d'alimentation.

À propos, les transistors au germanium obsolètes fonctionnent bien en ULF dans les étages de sortie push-pull sans polarisation initiale. Cela permet l'utilisation d'amplis opérationnels avec une vitesse de montée en tension de sortie relativement faible avec cette structure d'étage de sortie sans risque de distorsion associé à un courant de repos nul. Pour éliminer le risque d'excitation de l'amplificateur à hautes fréquences, un condensateur SZ est utilisé, connecté à côté de l'ampli-op, et le circuit R8C8 à la sortie ULF (bien souvent RC à la sortie de l'amplificateur peut être éliminé).

Microphone ULF à faible bruit utilisant des transistors

La figure 2 montre un exemple Circuits ULF sur transistors. Dans les premiers étages, les transistors fonctionnent en mode microcourant, ce qui minimise le bruit ULF interne. Ici, il est conseillé d'utiliser des transistors à gain élevé mais à faible courant inverse.

Cela pourrait être, par exemple, 159NT1V (Ik0=20nA) ou KT3102 (Ik0=50nA), ou similaire.

Riz. 2. Circuit ULF à transistors et options de connexion de microphones : a ULF à transistors, b - connexion d'un microphone dynamique, c - connexion d'un microphone électret, d - connexion d'un microphone déporté.

Éléments du circuit de la figure 2 :

R3=5,6k-6,8k (contrôle du volume), R4=3k, R5=750,
R6=150 000, R7=150 000, R8=33 000 ; R9=820-1,2k, R10=200-330,
R11=100k (réglage, Uet5=Uet6=1,5V),
R12=1 k (réglage du courant de repos T5 et T6, 1-2 mA) ;
C1=10uF-50uF, C2=0,15uF-1uF, C3=1800,
C4=10µF-20µF, C5=1µF, C6=10µF-50µF, C7=100µF-500µF ;
T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E ou similaire,
T4, T5 - KT315 ou similaire, mais MP38A est également possible,
T6 - KT361 ou similaire, mais MP42B est également possible ;
M - MD64, MD200 (b), IEC-3 ou similaire (c),
T-TM-2A.

L'utilisation de tels transistors permet non seulement d'assurer un fonctionnement stable des transistors à de faibles courants de collecteur, mais également d'obtenir de bonnes caractéristiques d'amplification avec un faible niveau de bruit.

Les transistors de sortie peuvent être utilisés soit en silicium (KT315 et KT361, KT3102 et KT3107, etc.) soit en germanium (MP38A et MP42B, etc.). La mise en place du circuit revient à régler la résistance R2 et la résistance RЗ les tensions correspondantes sur les transistors : 1,5V sur le collecteur T2 et 1,5V sur les émetteurs T5 et T6.

Amplificateur de microphone opérationnel avec entrée différentielle

La figure 3 montre un exemple d'ULF sur Ampli opérationnel à entrée différentielle. Un ULF correctement assemblé et réglé offre une suppression significative des interférences de mode commun (60 dB ou plus). Cela garantit que le signal utile est isolé avec un niveau significatif d'interférence de mode commun.

Il convient de rappeler que les interférences de mode commun sont des interférences arrivant en phases égales aux deux entrées de l'amplificateur opérationnel ULF, par exemple des interférences induites sur les deux fils de signal provenant d'un microphone. Pour assurer le bon fonctionnement de la cascade différentielle, il est nécessaire de remplir précisément la condition : R1 = R2, R3 = R4.

Fig.3. Circuit ULF sur ampli-op avec entrée différentielle et options de connexion de microphones : a - ULF avec entrée différentielle, b - connexion d'un microphone dynamique, c - connexion d'un microphone électret, d - connexion d'un microphone déporté.

Éléments du circuit de la figure 3 :

R7=47k-300k (réglage du gain, K=1+R7/R6), R8=10, R9=1,2k-2,4k ;
C1=0,1-0,22, C2=0,1-0,22, SZ=4,7uF-20uF, C4=0,1 ;
Ampli opérationnel - KR1407UD2, KR140UD20, KR1401UD2B, K140UD8 ou autres amplis opérationnels dans une connexion standard, de préférence avec correction interne ;
D1 - diode Zener, par exemple KS133, vous pouvez utiliser une LED en commutation normale, par exemple AL307 ;
M - MD64, MD200 (b), IEC-3 ou similaire (c),
T-TM-2A.

Il est conseillé de sélectionner les résistances à l'aide d'un ohmmètre parmi les résistances à 1% présentant une bonne stabilité en température. Pour assurer l'équilibre nécessaire, il est recommandé de rendre variable l'une des quatre résistances (par exemple R2 ou R4). Il peut s'agir d'un trimmer à résistance variable de haute précision avec une boîte de vitesses interne.

Pour minimiser le bruit, l'impédance d'entrée de l'ULF (les valeurs des résistances R1 et R2) doit correspondre à la résistance du microphone ou du capteur qui le remplace. Les transistors de sortie ULF fonctionnent sans polarisation initiale (à partir de 1 repos = 0). La distorsion de type échelon est pratiquement absente en raison de la rétroaction négative profonde couvrant le deuxième ampli opérationnel et les transistors de sortie. Si nécessaire, le circuit de connexion du transistor peut être modifié.

Mise en place de la cascade différentielle : appliquez simultanément un signal sinusoïdal de 50 Hz aux deux entrées du canal différentiel, en sélectionnant la valeur de RЗ ou R4 pour assurer un niveau de signal nul de 50 Hz à la sortie de l'ampli opérationnel 1. Un signal de 50 Hz est utilisé pour le réglage, car Une alimentation avec une fréquence de 50 Hz apporte la contribution maximale à la valeur totale de la tension parasite. De bonnes résistances et un réglage minutieux peuvent obtenir une suppression du bruit en mode commun de 60 dB à 80 dB ou plus.

Pour augmenter la stabilité du fonctionnement de l'ULF, il est conseillé de contourner les broches d'alimentation de l'ampli-op avec des condensateurs et d'allumer un entier RC à la sortie de l'amplificateur (comme dans le circuit amplificateur de la figure 1). A cet effet, vous pouvez utiliser des condensateurs KM6.

Pour connecter le microphone, une paire torsadée de fils dans l'écran est utilisée. L'écran est connecté à l'ULF (un seul point !!) aussi près que possible de l'entrée de l'ampli-op.

Amplificateurs améliorés pour microphones sensibles

L'utilisation d'amplis opérationnels à faible vitesse dans les étages de sortie ULF et le fonctionnement de transistors au silicium dans des amplificateurs de puissance dans un mode sans polarisation initiale (le courant de repos est nul - mode B) peuvent, comme indiqué ci-dessus, conduire à des distorsions transitoires du type « étape ». Dans ce cas, pour éliminer ces distorsions, il convient de modifier la structure de l'étage de sortie afin que les transistors de sortie fonctionnent avec un faible courant initial (mode AB).

La figure 4 montre un exemple d'une telle modernisation du circuit amplificateur ci-dessus avec une entrée différentielle (Figure 3).

Figure 4. Circuit ULF utilisant un ampli-op avec une entrée différentielle et un étage de sortie à faible distorsion.

Éléments du circuit de la figure 4 :

R1=R2=20k (égal ou légèrement supérieur à la résistance maximale de la source dans la plage de fréquence de fonctionnement),
RZ=R4=1m-2m ; R5=2k-10k, R6=1k-Zk,
R7=47k-300k (réglage du gain, K=1+R7/R6),
R8=10, R10=10 000-20 000, R11=10 000-20 000 ;
C1 =0,1-0,22, C2=0,1-0,22, SZ=4,7uF-20uF, C4=0,1 ;
OU - K140UD8, KR1407UD2, KR140UD12, KR140UD20, KR1401UD2B ou autres amplis opérationnels en configuration standard et de préférence avec correction interne ;
T1, T2 - KT3102, KT3107 ou KT315, KT361, ou similaire ;
D2, D3 - KD523 ou similaire ;
M - MD64, MD200, IEC-3 ou similaire (c),
T-TM-2A.

La figure 5 montre un exemple ULF sur transistors. Dans les premiers étages, les transistors fonctionnent en mode microcourant, ce qui minimise le bruit ULF. Le circuit est à bien des égards similaire au circuit de la figure 2. Pour augmenter la part du signal de bas niveau utile dans le contexte d'interférences inévitables, un filtre passe-bande est inclus dans le circuit ULF, qui assure la sélection des fréquences dans le Bande 300 Hz -3,5 kHz.

Figure 5. Circuit ULF utilisant des transistors avec filtre passe-bande et options de connexion de microphones : a - ULF avec filtre passe-bande, b - connexion d'un microphone dynamique, c - connexion d'un microphone électret.

Éléments du circuit de la figure 5 :

R1=43k-51k, R2=510k (ajustement, Ukt2=1,2V-1,8V),
R3=5,6k-6,8k (contrôle du volume), R4=3k, R5=8,2k,
R6=8,2k, R7=180, R8=750 ; R9=150 000, R10=150 000, R11=33 000,
R12=620, R13=820-1,2k, R14=200-330,
R15=100k (réglage, Uet5=Uet6=1,5V), R16=1k (réglage du courant de repos T5 et T6, 1-2mA) ;
C1=10uF-50uF, C2=0,15-0,33, C3=1800,
C4=10uF-20uF, C5=0,022, C6=0,022,
C7=0,022, C8=1uF, C9=10uF-20uF, C10=100uF-500uF ;
T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E ou similaire ;
T4, T5 - KT3102, KT315 ou similaire, mais vous pouvez également utiliser des transistors au germanium obsolètes, par exemple MP38A,
T6 - KT3107 (si T5 - KT3102), KT361 (si T5 - KT315) ou similaire, mais des transistors au germanium obsolètes peuvent également être utilisés, par exemple MP42B (si T5 - MP38A) ;
M - MD64, MD200 (b), IEC-3 ou similaire (c),
T-TM-2A.

Dans ce circuit, il est également conseillé d'utiliser des transistors avec un gain élevé, mais un faible courant de collecteur inverse (Ik0), par exemple 159NT1V (Ik0=20nA) ou KT3102 (Ik0=50nA), ou similaire. Les transistors de sortie peuvent être utilisés soit en silicium (KT315 et KT361, KT3102 et KT3107, etc.) soit en germanium (transistors obsolètes MP38A et MP42B, etc.).

La mise en place du circuit, comme dans le cas du circuit ULF de la Fig. 11.2, revient à régler la résistance R2 et la résistance RЗ les tensions correspondantes sur les transistors T2 et T5, T6 : 1,5V - sur le collecteur de T2 et 1,5V - sur les émetteurs T5 et T6.

Conception du microphone

Un tuyau d'un diamètre de 10 à 15 cm et d'une longueur de 1,5 à 2 m est fabriqué à partir d'une grande feuille de papier épais avec un poil, comme du velours. Le poil, comme vous pouvez le deviner, ne doit bien sûr pas être sur le dessus. à l'extérieur, mais à l'intérieur. Un microphone sensible est inséré à une extrémité de ce tuyau. Ce serait mieux s'il s'agissait d'un bon microphone dynamique ou à condensateur.

Cependant, vous pouvez également utiliser un microphone domestique ordinaire. Il peut s'agir par exemple d'un microphone dynamique tel que le MD64, le MD200 ou encore d'un MKE-3 miniature.

Certes, avec un microphone domestique, le résultat sera un peu pire. Bien entendu, le microphone doit être connecté à l'aide d'un câble blindé à un amplificateur sensible présentant un faible niveau de bruit propre (Fig. 1 et 2). Si la longueur du câble dépasse 0,5 m, il est préférable d'utiliser un amplificateur de microphone doté d'une entrée différentielle, par exemple un VLF vers un ampli opérationnel (Fig.

Cela réduira la composante de mode commun des interférences - divers types d'interférences provenant d'appareils électromagnétiques à proximité, fond de 50 Hz provenant d'un réseau 220 V, etc. Parlons maintenant de la deuxième extrémité de ce tuyau en papier. Si cette extrémité libre du tuyau est dirigée vers une source sonore, par exemple vers un groupe de personnes qui parlent, alors la parole peut être entendue. Cela ne semble rien de spécial.

C'est à cela que servent les microphones. Et vous n'avez pas du tout besoin de tuyau pour cela. Cependant, ce qui est surprenant, c'est que la distance par rapport aux personnes qui parlent peut être importante, par exemple 100 mètres ou plus. L'amplificateur et le microphone équipés d'un tel tube permettent de tout entendre assez bien à une distance aussi considérable.

La distance peut même être augmentée en utilisant des filtres sélectifs spéciaux qui permettent d'isoler ou de supprimer le signal dans des bandes de fréquences étroites.

Ceci permet d'augmenter le niveau du signal utile dans des conditions d'interférences inévitables. Dans une version simplifiée, au lieu de filtres spéciaux, vous pouvez utiliser un filtre passe-bande dans l'ULF (Fig. 4) ou utiliser un égaliseur conventionnel - un contrôle de tonalité multibande ou, dans les cas extrêmes, un égaliseur traditionnel, c'est-à-dire contrôle de tonalité conventionnel, à deux bandes, de basses et d'aigus.

Littérature : Rudomedov E.A., Rudometov V.E - Passions d'électronique et d'espionnage-3.

travail d'études supérieures

2.1 Sélection d'un circuit amplificateur à faible bruit

Conformément aux considérations ci-dessus, il est nécessaire que l'amplificateur à faible bruit réponde aux exigences techniques suivantes :

gain d'au moins 20 dB ;

facteur de bruit ne dépassant pas 3 dB ;

plage dynamique d'au moins 90 dB,

fréquence centrale 808 MHz.

De plus, ses caractéristiques étaient très stables, sa fiabilité opérationnelle élevée, ses dimensions et son poids étaient réduits.

Compte tenu des exigences relatives à un amplificateur à faible bruit, nous examinerons les options possibles pour résoudre le problème. Lors de l'examen des options possibles, nous prendrons en compte les conditions dans lesquelles le module émetteur-récepteur sera exploité (placement à bord d'un avion et influence de facteurs externes, tels que les changements de température, les vibrations, la pression, etc.). Analysons les amplificateurs à faible bruit fabriqués à partir de différentes bases d'éléments.

Les amplificateurs micro-ondes les moins bruyants actuellement sont des amplificateurs paramagnétiques quantiques (masers), qui se caractérisent par des températures de bruit extrêmement faibles (inférieures à 20 °K) et, par conséquent, par une sensibilité très élevée. Cependant, l'amplificateur quantique comprend un système de refroidissement cryogénique (jusqu'à une température d'hélium liquide de 4,2 o K), qui présente des dimensions et un poids importants, un coût élevé, ainsi qu'un système magnétique volumineux permettant de créer un fort champ magnétique constant. Tout cela limite le champ d'application des amplificateurs quantiques à des systèmes radio uniques - communications spatiales, radar à longue portée, etc.

La nécessité de miniaturiser les dispositifs de réception radio micro-ondes, d'augmenter leur efficacité et de réduire les coûts a conduit à l'utilisation intensive d'amplificateurs à faible bruit basés sur des dispositifs à semi-conducteurs, notamment des amplificateurs paramétriques à semi-conducteurs, des diodes tunnel et des amplificateurs micro-ondes à transistors.

Les amplificateurs paramétriques à semi-conducteurs (SPA) fonctionnent dans une large gamme de fréquences (0,3...35 GHz), ont des bandes passantes allant de fractions à plusieurs pour cent de la fréquence centrale (valeurs typiques de 0,5...7 %, mais des bandes passantes allant jusqu'à 40 % peut être obtenu); le coefficient de transmission d'un étage atteint 17...30dB, la plage dynamique des signaux d'entrée est de 70...80dB. Des générateurs basés sur des diodes à avalanche et des diodes Gunn, ainsi que des transistors micro-ondes (avec et sans multiplication de fréquence) sont utilisés comme générateurs de pompe. Les amplificateurs paramétriques à semi-conducteurs présentent le bruit le plus faible des semi-conducteurs et, en général, de tous les amplificateurs micro-ondes non refroidis. Leur température de bruit varie de dizaines (pour les ondes décimétriques) à des centaines (pour les ondes centimétriques) degrés Kelvin. Lorsqu'ils sont profondément refroidis (jusqu'à 20 °K et moins), leurs propriétés de bruit sont comparables à celles des amplificateurs quantiques. Cependant, le système de refroidissement augmente les dimensions, le poids, la consommation électrique et le coût du PPU. Par conséquent, les PPU refroidis sont principalement utilisés dans les systèmes radio terrestres, où des dispositifs de réception radio très sensibles sont requis, et où les dimensions, le poids et la consommation d'énergie ne sont pas si importants.

Les avantages du PPU par rapport aux amplificateurs basés sur des diodes tunnel et des transistors micro-ondes, en plus de meilleures propriétés de bruit, incluent la capacité de fonctionner dans une plage de fréquences plus élevées, un gain plus important d'un étage et la possibilité d'un réglage électronique rapide et simple de la fréquence ( dans les 2...30 %). Les inconvénients du PPU sont la présence d'un générateur de pompe micro-ondes, une bande passante plus faible, des dimensions et un poids importants et un coût nettement plus élevé, contrairement aux amplificateurs micro-ondes à transistor.

Les amplificateurs basés sur des diodes tunnel ont des dimensions et un poids inférieurs à ceux d'autres amplificateurs à semi-conducteurs, déterminés principalement par les dimensions et le poids des circulateurs et des vannes en ferrite, une consommation d'énergie inférieure et une large bande passante. Ils fonctionnent dans la gamme de fréquences 1...20 GHz, ont une bande passante relative de 1,7...65 % (valeurs typiques 3,5...18 %), un coefficient de transmission d'un étage de 6...20 dB, un facteur de bruit de 3,5 à 4,5 dB aux ondes décimétriques et de 4 à 7 dB aux ondes centimétriques, la plage dynamique des signaux d'entrée est de 50 à 90 dB. Les amplificateurs à diode tunnel sont principalement utilisés dans les appareils où il est nécessaire de placer un grand nombre d'amplificateurs légers et de petite taille dans une petite zone, par exemple dans des antennes réseau actives à commande de phase. Cependant, récemment, en raison de leurs inconvénients inhérents (facteur de bruit relativement élevé, plage dynamique insuffisante, faible rigidité électrique de la diode tunnel, difficulté à assurer la stabilité, nécessité de dispositifs de découplage), les amplificateurs à base de diodes tunnel ont été intensivement remplacés par des transistors. amplificateurs micro-ondes.

Les principaux avantages des amplificateurs à semi-conducteurs à faible bruit - dimensions et poids réduits, faible consommation d'énergie, longue durée de vie, possibilité de construire des circuits intégrés micro-ondes - leur permettent d'être utilisés dans des antennes réseau actives à commande de phase et des équipements embarqués. De plus, les amplificateurs micro-ondes à transistors ont les plus grandes perspectives.

Les progrès dans le développement de la physique et de la technologie des semi-conducteurs ont permis de créer des transistors dotés de bonnes propriétés de bruit et d'amplification et capables de fonctionner dans le domaine des micro-ondes. Des amplificateurs micro-ondes à faible bruit ont été développés sur la base de ces transistors.

Les amplificateurs à transistor, contrairement aux amplificateurs basés sur des diodes paramétriques et tunnel à semi-conducteurs, ne sont pas régénératifs, il est donc beaucoup plus facile d'assurer leur fonctionnement stable que, par exemple, les amplificateurs basés sur des diodes tunnel.

Les LNA micro-ondes utilisent des transistors à faible bruit, à la fois bipolaires (germanium et silicium) et à effet de champ avec une barrière Schottky (silicium et arséniure de gallium). Les transistors bipolaires au germanium fournissent un facteur de bruit inférieur à ceux au silicium, mais ces derniers ont une fréquence plus élevée. Les transistors à effet de champ à barrière Schottky ont des propriétés d'amplification supérieures à celles des transistors bipolaires et peuvent fonctionner à des fréquences plus élevées, en particulier les transistors à l'arséniure de gallium. Les caractéristiques de bruit à des fréquences relativement basses sont meilleures pour les transistors bipolaires et à des fréquences plus élevées pour les transistors à effet de champ. L'inconvénient des transistors à effet de champ est leur résistance d'entrée et de sortie élevée, ce qui rend difficile l'adaptation à large bande.

Les considérations ci-dessus nous permettent d'esquisser une stratégie pour la synthèse d'un amplificateur à faible bruit basé sur un transistor à effet de champ, dans une conception intégrée monolithique.

Comme cela a été choisi précédemment, nous allons construire le LNA basé sur le module MGA-86563. Le schéma de circuit électrique est présenté dans la figure 2.1. Un schéma de connexion typique est présenté dans la Figure 2.2 : Figure 2.1 Schéma du circuit électrique MGA-86563. Figure 2...

Chemin de réception haute fréquence

À la suite de ces travaux, l’amplificateur à faible bruit MGA86563 a été étudié. L'étude de la réponse en fréquence du LNA a été réalisée à l'aide du support SNPU-135, un appareil d'étude de la réponse en fréquence X1-42. Le schéma de connexion pour mesurer la réponse en fréquence est présenté à la Figure 4...

Convertisseur de mesure de tension AC à DC

Pour mettre en œuvre le circuit redresseur, nous utilisons un double ampli opérationnel haute vitesse avec des transistors à effet de champ à l'entrée du type KR140UD282. Ses paramètres sont donnés dans le tableau 5 et le schéma de connexion est présenté à la Fig. 8...

Amplificateur intégré à faible bruit

Modélisation de transducteurs de mesure basés sur des capteurs de température dans le système MICRO-CAP

En fonction du bâtiment, il est nécessaire de construire un circuit à trois fils (2 options) pour mesurer la température à l'aide d'un RTD utilisant une source de courant (voir Fig. 6.2.1). N° Circuit Tension à l'entrée du DUT en 2 Fig.6.2.1...

Conception de la partie amplificateur de l'appareil

Utilisons le schéma présenté à la Fig. 5, pour calculer l'amplificateur de puissance. Lors du calcul de l'UM, les valeurs données sont : a). Puissance de charge nominale Рн = 0,4 W ; b). Résistance de charge Rн = 100 Ohm...

Le processus de modélisation du fonctionnement d'un nœud de commutation

Étant donné que les interférences de mode commun ne dépassent pas 10 V et que le gain n'est pas important, il suffira de prendre un simple amplificateur différentiel. Le circuit de l'amplificateur différentiel le plus simple est illustré à la figure 5...

Développement d'émetteurs

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La figure 7.5 montre le schéma électrique du préamplificateur, de l'amplificateur basse fréquence et de l'amplificateur haute fréquence UHF2. Le circuit est basé sur le microcircuit 140-UD20A, composé d'amplificateurs opérationnels (Da1...

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