Rauscharme Verstärker-Mikroschaltungen. Hochempfindliche Mikrofone mit rauscharmen Bassverstärkern

Hallo zusammen.

Beim Zusammenbau rauscharmer, hochwertiger Mikrofonverstärker verwenden Funkamateure meist Schaltungslösungen auf Basis diskreter Bipolar- oder Feldeffekttransistoren oder rauscharme Operationsverstärker. Hochwertige Verstärker für Mikrofone mit Transistoren sind oft recht komplex und garantieren keine stabile Wiederholbarkeit der Parameter. Um einen Verstärker mit rauscharmen Operationsverstärkern zusammenzubauen, stehen Ihnen möglicherweise nicht die erforderlichen Mikroschaltungen zur Verfügung, da sonst die Preise höher sind akzeptabel.

Ein hochwertiger Verstärker für ein Stereomikrofon kann nicht nur mit speziellen rauscharmen Transistoren (Abb. 1, 2), integrierten Operationsverstärkern (Operationsverstärkern) oder speziellen ICs hergestellt werden, sondern auch mit etwas, das Funkamateure am häufigsten haben im Überfluss vorhanden, aber nur wenige Menschen denken über das Potenzial einiger „ungewöhnlicher“ Mikroschaltungen nach. Gemeint sind integrierte Schaltkreise – spezialisierte rauscharme Wiedergabeverstärker für Kassetten- und Tonbandgeräte zur analogen Tonaufzeichnung. Die magnetische Aufzeichnung von Ton im Haushalt gehört schnell der Vergangenheit an; viele importierte Radios und Autoradios haben bereits ausgedient, und wenn sie für Ersatzteile zerlegt werden, bleiben integrierte Wiedergabeverstärkerchips oft überflüssig.

Basierend auf einem dieser LA3161-Chips

Sie können in nur zwei Stunden einen einfachen Stereo-Mikrofonverstärker mit Einzelversorgung bauen, für den keine Einrichtung erforderlich ist. Das schematische Diagramm dieses Verstärkers ist unten dargestellt.

Bei diesem Gerät handelt es sich um einen rauscharmen Stereoverstärker mit einer Spannungsverstärkung von etwa 100. Die Nennversorgungsspannung für diesen Verstärker beträgt 9 Volt, der Ruhestrom beträgt etwa 6 mA, die Nenneingangsspannung beträgt 5 mV und die Nennausgangsspannung beträgt 500 mV bei THD 0,05 %. Der Ausgangswiderstand beträgt ca. 100 kOhm. Die Mikroschaltung kann mit einer Stromversorgung von 2,5 - 16 Volt betrieben werden. Bei einer Stromversorgung von weniger als 7 Volt verschlechtern sich jedoch seine Haupteigenschaften.

Die Mikroschaltung wird von einer stabilen Spannungsquelle gespeist, die durch einen LC-Filter C1L1C2C3 fließt. Im Einzelfall kann als Stromquelle eine galvanische Batterie „Krona“ oder ein gleichwertiges Produkt verwendet werden.

Der Übertragungskoeffizient des Verstärkers hängt vom Widerstandsverhältnis der Widerstände R5/R3 und R6/R4 ab. Wenn eine große Spannungsverstärkung erforderlich ist, kann der Widerstandswert der Widerstände R3 und R4 um das 10- bis 20-fache verringert werden. Als Mikrofone VM1 und VM2 können Sie sowohl dynamische als auch Kondensatormikrofone verwenden. Wenn in einem Kondensator- oder Elektretmikrofon kein Quellenfolger vorhanden ist, können Sie ihn in den Verstärker einführen, indem Sie beispielsweise in jedem Kanal eine K513UE1-Mikroschaltung installieren. Die Kondensatoren C4 und C5 verhindern, dass verschiedene Funkstörungen in den Eingang gelangen. Die Widerstände R9 und R10 verhindern das mögliche Auftreten eines „Klicks“, wenn ein Mikrofonverstärker an ein Tonwiedergabegerät angeschlossen wird, und werden außerdem für die korrekte Polarisierung der Platten der Oxidkondensatoren C10 und C11 benötigt. Das Funktionsdiagramm des LA3161-Chips ist in der folgenden Abbildung dargestellt. Wenn Sie nur einen der beiden Verstärker der Mikroschaltung verwenden, muss der entsprechende nicht invertierende Eingang (Pin 1 oder 8) an eine gemeinsame Leitung angeschlossen werden.

Sie können den Verstärker auf einer Platine mit den Maßen 70×27 mm montieren (siehe Foto). Auf der linken Seite der Platine muss etwas Platz übrig bleiben, um zusätzliche Komponenten unterzubringen, die möglicherweise benötigt werden, um einige dynamische Mikrofone an den Verstärkereingang anzuschließen.

Widerstände können wie MLT, S2-23 oder deren Analoga verwendet werden. Es ist besser zu berücksichtigen, dass je höher die Leistung von Widerständen desselben Typs ist, desto geringer ist ihr eigener Rauschpegel. Wenn die Verstärkung mehr als 500 beträgt, ist es besser, Widerstände R1 – R6 mit einer Leistung von 0,5 – 1 Watt zu installieren. Unpolare Kondensatoren – importierte kleine Film- oder Keramikkondensatoren. Die Oxidkondensatoren C6, C7 sollten den niedrigsten Leckstrom haben. Wenn Sie unter gewöhnlichen Aluminiumkondensatoren keine hochwertigen Kondensatoren finden, können Sie Keramik- oder Folienkondensatoren mit einer Kapazität von 4,7 μF verwenden. Bei der Drossel L1 kann es sich um eine beliebige kleine Drossel mit geringer Leistung und einer Induktivität von mehr als 100 μH handeln. Wenn die Versorgungsspannung 12 Volt oder mehr beträgt, ist es besser, einen 1-kOhm-Widerstand in Reihe zu schalten. Sie können den LA3161-Chip durch LA3160 ersetzen.

Diese beiden Mikroschaltungen werden von Sanyo im SIP-8-Gehäuse hergestellt, sie haben die gleichen Pinbelegungen und ähnliche Parameter. Mikroschaltungen von rauscharmen Verstärkern zum Abspielen magnetischer Tonaufnahmen mit deaktivierten Korrekturschaltungen können nicht nur als Mikrofonverstärker, sondern auch in verwendet werden Einheiten von Vornormierungsverstärkern, passiven Ton- und Lautstärkereglern oder als Signalverstärker von piezoelektrischen Sensoren und Pyrodetektoren.

Alles Gute.

Es gibt viele Verstärker, bei denen einer der wichtigsten erforderlichen Parameter darin besteht, ein minimales Rauschen am Ausgang sicherzustellen. Typischerweise werden solche Schaltungen zur Verstärkung von Signalen verschiedener Sensoren sowie in Direktumwandlungsempfängern verwendet, bei denen die Hauptverstärkung bei niedrigen Frequenzen erfolgt. Eine Zunahme des Rauschens macht es unmöglich, schwache Signale vor einem Rauschhintergrund zu unterscheiden.

Internes Rauschen in einem Verstärker entsteht, wenn Strom durch die passiven und aktiven Elemente der Schaltung fließt.
Die Rauschcharakteristik hängt auch maßgeblich vom Aufbau der Schaltung ab. Bei der Entwicklung eines Verstärkers mit hohem Signal-Rausch-Verhältnis kommt es neben der optimalen Wahl des Schaltungstyps auch auf die richtige Wahl der Elementbasis und die Optimierung der Funktionsweise der Kaskaden an.

Auswahl von Schaltungskomponenten

In einem echten Verstärker ist die Quelle des internen Rauschens:
1) thermisches und aktuelles Rauschen von Widerständen;
2) Flackerrauschen von Kondensatoren, Dioden und Zenerdioden;
3) Schwankungsrauschen aktiver Elemente (Transistoren);
4) Vibrationen und Kontaktgeräusche.

Widerstände

Das Eigenrauschen von Widerständen besteht aus thermischem und Stromrauschen.

Thermisches Rauschen entsteht durch die Bewegung von Elektronen in der leitenden Substanz, aus der der Widerstand besteht (dieses Rauschen nimmt mit steigender Temperatur zu). Wenn keine Spannung auf den Widerstand wirkt, wird die Rausch-EMK an ihm (in µV) aus der Beziehung bestimmt:

Esh=0,0125 x f x R,
wobei f das Frequenzband in kHz ist; R - Widerstand in kOhm.

Stromrauschen entsteht, wenn Strom durch einen Widerstand fließt. In diesem Fall entsteht Rauschspannung aufgrund der Schwankung der Kontaktwiderstände zwischen leitenden Partikeln des Materials. Sein Wert hängt linear von der angelegten Spannung ab. Daher werden die Rauscheigenschaften von Widerständen durch den Rauschpegel charakterisiert, der das Verhältnis des Effektivwerts des Wechselanteils der Rauschspannung Em (μV) zur angelegten Spannung U (V) ist: Em/U.

Das Frequenzspektrum beider Geräuscharten ist kontinuierlich („weißes Rauschen“). Und wenn es beim thermischen Rauschen bis zu sehr hohen Frequenzen gleichmäßig verteilt ist, beginnt es beim Stromrauschen ab etwa 10 MHz abzunehmen.

Das Gesamtrauschen ist proportional zur Quadratwurzel des Widerstands. Um es zu reduzieren, muss also auch der Widerstand im Stromkreis reduziert werden.
Um das durch Widerstände verursachte Rauschen zu reduzieren, greifen sie manchmal auf deren Parallel- (oder Reihen-)Schaltung zurück und installieren auch mehr Leistung, als für den Betrieb erforderlich ist. Darüber hinaus können Sie auch solche Typen verwenden, bei denen dieser Parameter fertigungstechnisch bedingt kleiner ist.

Bei nichtdrahtgebundenen Widerständen ist das Stromrauschen viel größer als das thermische Rauschen. Der Gesamtrauschpegel für verschiedene Widerstandstypen kann zwischen 0,1 und 100 µV/V liegen.

Um verschiedene Widerstände (fest und abgestimmt aus der SP-Gruppe) zu vergleichen, sind die maximalen Rauschwerte in Tabelle 1 angegeben

Art der Widerstände Technologisches Design Geräuschpegel, μV/V BLT Braunkohle 0,5 S2-13 S2-29V Metall-Dielektrikum 1,0 S2-50 Metall-Dielektrikum 1,5 MLT OMLT S2-23S2-33 Metall-Dielektrikum 1...5 S2-26 Metalloxid 0,5 SP3-4
SP3-19
SP3-23 Folienverbund 47...100
25...47
25...47
Tabelle 1 – Rauscheigenschaften von Widerständen

Wie aus der Tabelle ersichtlich ist, sind angepasste Widerstände deutlich lauter. Aus diesem Grund ist es besser, sie bei kleinen Stückelungen zu verwenden oder sie ganz aus dem Kreislauf auszuschließen.
Die Rauscheigenschaften von Widerständen können zur Herstellung eines Breitband-Rauschgenerators genutzt werden.

Als Empfehlungen für die Auswahl von Widerständen zum Zusammenbau eines rauscharmen Verstärkers kann darauf hingewiesen werden, dass die Verwendung der folgenden Typen am bequemsten ist: C2-26, C2-29V, C2-33 und C1-4 (unverpacktes Chip-Design). Kürzlich sind rauscharme importierte Metall-Dielektrikum-Widerstände im Angebot, die im Design C2-23 ähneln, jedoch eine niedrigere Rauschzahl (0,2 µV/V) aufweisen.

Es ist möglich, das Rauschen von Widerständen durch starke Kühlung deutlich zu reduzieren, diese Methode ist jedoch zu teuer und wird nur sehr selten eingesetzt.

Kondensatoren

Bei Kondensatoren ist der Leckstrom die Quelle des Flackerrauschens. Oxidkondensatoren mit hoher Kapazität weisen die höchsten Leckströme auf. Darüber hinaus nimmt die Leckage mit zunehmender Kapazität zu und mit zunehmender zulässiger Nennbetriebsspannung ab.

Referenzdaten für die gängigsten Oxidkondensatoren sind in Tabelle 29 aufgeführt.
Die niedrigsten Leckströme unter den Polarkondensatoren sind: K53-1A, K53-18, K53-16, K52-18, K53-4 und andere.
Am Eingang installierte Oxidkondensatoren als Isolationskondensatoren können das Rauschen des Verstärkers erheblich erhöhen. Daher ist es ratsam, ihre Verwendung zu vermeiden und sie durch Folien zu ersetzen (K10-17, K73-9, K73-17, KM-6 usw.), obwohl dies zu einer erheblichen Vergrößerung der Struktur führt .

Kondensatortyp Fertigungstechnologie Betriebstemperatur, C Leckstrom, µA K50-6
K50-16
K50-24
Aluminiumoxid-Elektrolyt -10...+85
-20...+70
-25...+70 4...5000
4...5000
18...3200 K52-1
K52-2
K52-18 Tantaloxid volumetrisch porös -60...+85
-50...+155
-60...+155 1,2...8,5
2...30
1...30 K53-1
K53-1A
K53-18 Tantaloxid-Halbleiter -80...+85
-60...+125
-60...+125 2...5
1...8
1...63
Tabelle 2 – Referenzparameter von Kondensatoren

Dioden und Zenerdioden

Bei direktem Stromfluss ist das Rauschen der Dioden minimal. Das größte Rauschen entsteht durch den Leckstrom (unter Einwirkung der Sperrspannung), und je kleiner er ist, desto besser. Zenerdioden sind ziemlich laut. Diese Eigenschaft wird manchmal sogar verwendet, um die einfachsten Geräuschgeneratoren für Kinderspielzeug herzustellen (Simulatoren für Brandungsgeräusche, Feuergeräusche usw. - L16, L17). Um in solchen Schaltungen ein maximales Rauschen zu erzielen, arbeiten Zenerdioden mit niedrigen Strömen (mit einem großen zusätzlichen Widerstand).

Transistoren

Im Transistor selbst sind die Hauptrauscharten thermisches Rauschen und Erzeugungs-Rekombination, deren spektrale Leistungsdichte nicht von der Frequenz abhängt.

Um den Rauschpegel zu reduzieren, werden in unserem Land üblicherweise in Eingangsstufen rauscharme Bipolartransistoren mit einer standardisierten Rauschzahl (Ksh) verwendet. Dies sind: (p-n-p) KT3102D(E), KT342V und (p-n-p) KT3107E(Zh, L) und eine Reihe anderer. Dabei ist zu beachten, dass im Niederfrequenzbereich rauscharme Hochfrequenz-Bipolartransistoren zum Einsatz kommen , kann in der Regel unangemessen sein. Bei solchen Transistoren ist die Rauschzahl nur im Hochfrequenzbereich angegeben, und im Bereich unter 100 kHz können sie nicht weniger Rauschen verursachen als alle anderen. Darüber hinaus können solche Transistoren eine Tendenz zur Erregung (Selbstgenerierung) aufweisen.

Wenn in der Eingangsstufe des Verstärkers ein hoher Eingangswiderstand erforderlich ist, wird häufig der Feldeffekttransistor KP303V(A) verwendet. Es wird mit einem Gate basierend auf einem pn-Übergang (n-Typ-Kanal) hergestellt und weist eine normalisierte Rauschzahl auf.

Kontaktgeräusch

treten aufgrund schlechter Lötqualität (mit Verletzung des Temperaturregimes) oder an der Verbindungsstelle von Steckverbindern auf. Aus diesem Grund wird davon abgeraten, die Eingangskreise des rauscharmen Verstärkers über Steckverbindungen zu verbinden. Ich bin auch auf eine Situation gestoßen, in der Transistoren nach dem erneuten Löten im selben Schaltkreis mehr Rauschen verursachten.

Vibrationsgeräusche

kann auftreten, wenn das Gerät an beweglichen Objekten oder an Orten mit erhöhter Vibration durch die Betriebsausrüstung betrieben wird. Sie entstehen durch die Übertragung mechanischer Schwingungen auf die Kondensatorplatten, zwischen denen eine Potentialdifferenz besteht (der sogenannte „Piezo-Mikrofon-Effekt“). Dies wird selbst bei kleinen Keramikkondensatoren (K10, K15 usw.) mit hoher Kapazität (mehr als 0,01 μF) beobachtet. Besonders ausgeprägt kann diese Störung bei Koppelkondensatoren am Eingang des Verstärkers sein. Das Störsignal mechanischer Schwingungen liegt in Form kurzer, scharfkantiger Impulse vor, deren Spektrum im Niederfrequenzbereich liegt. Um dieser Art von Eingriffen entgegenzuwirken, kann eine Abschreibung der gesamten Struktur erfolgen. Bei Oxidkondensatoren tritt diese Störung nicht auf.

Bei der Auswahl von Teilen für den Aufbau einer rauscharmen Schaltung muss deren Produktionszeit berücksichtigt werden. Der Hersteller garantiert Parameter nur für eine bestimmte Lagerdauer. Diese beträgt in der Regel nicht mehr als 8...15 Jahre. Im Laufe der Zeit treten Alterungsprozesse auf, die sich in einer Abnahme des Isolationswiderstands äußern, die Kapazität von Kondensatoren nimmt ab und die Ableitströme nehmen zu. Insbesondere Oxidkondensatoren verändern ihre Eigenschaften im Laufe der Zeit. Aus diesem Grund sollte der Einsatz in Signalwegen nach Möglichkeit vermieden werden.

Moshe Gerstenhaber, Rayal Johnson und Scott Hunt, Analog Devices

Analoger Dialog

Einführung

Die Entwicklung eines Messsystems mit einer Empfindlichkeit im Nanovoltbereich ist eine sehr schwierige technische Aufgabe. Die besten verfügbaren Operationsverstärker (Operationsverstärker), wie z. B. Ultra-Low-Noise, können bei 1 kHz Rauschspannungen von weniger als 1 nV/√Hz erreichen, aber im Bereich von 0,1 Hz bis 10 Hz begrenzt die Art des Niederfrequenzrauschens die bestmöglichen Werte bis 50 nV Spitze. Durch Überabtastung und Abtastmittelung kann der RMS-Beitrag von Flachspektrumrauschen auf Kosten höherer Datenraten und zusätzlichem Stromverbrauch reduziert werden. Überabtastung verringert jedoch nicht die spektrale Dichte des Rauschens und hat keine Auswirkungen auf das Flimmerrauschen (1/f). . Darüber hinaus reduziert die hohe Verstärkung der Eingangssignal-Vorverarbeitungsschaltung, die zur Eliminierung des Rauschbeitrags nachfolgender Stufen erforderlich ist, die Systembandbreite. Ohne Isolierung wird jegliches Rauschen auf dem Erdungsbus am Ausgang sichtbar, wo es sowohl das schwache interne Rauschen des Verstärkers als auch sein Eingangssignal aufheben kann. Ein guter rauscharmer Instrumentenverstärker vereinfacht das Design und die Konstruktion solcher Systeme und reduziert Restfehler, die durch Gleichtaktspannung, Schwankungen der Stromversorgung und Temperaturdrift verursacht werden.

Der rauscharme Instrumentenverstärker bietet eine Präzisionsverstärkung von 2000 und verfügt über alles, was Sie zur Lösung dieser Probleme benötigen. Mit einer Verstärkungstemperaturdrift von nicht mehr als 5 ppm/°C, einer maximalen Offsetspannungsdrift von 0,3 μV/°C und einem minimalen Gleichtaktspannungsunterdrückungsverhältnis von 140 dB bei 60 Hz (nicht mehr als 120 dB bei 50 kHz). ), einem Stromversorgungs-Welligkeitsunterdrückungsverhältnis von 130 dB und einer Bandbreite von 3,5 MHz ist der AD8428 ideal für Low-End-Messsysteme. Am wichtigsten ist jedoch, dass die spektrale Spannungsdichte des Eigenrauschens des Verstärkers von nur 1,3 nV/√Hz bei 1 kHz und das branchenführende Spitzenrauschen von 40 nV bei 0,1 bis 10 Hz für ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis sorgen schwache Signale. Zwei zusätzliche Pins (+FIL, -FIL) geben Entwicklern die Möglichkeit, die Rauschbandbreite durch Ändern der Verstärkung oder Hinzufügen eines Filters zu verringern. Darüber hinaus bieten diese Filterpins eine einzigartige Möglichkeit, das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern.

Verwendung des Instrumentenverstärkers AD8428 zur Rauschreduzierung

Abbildung 1 zeigt eine Schaltungskonfiguration, die das Rauschen weiter reduzieren kann. Durch die Parallelschaltung der Verstärkereingänge und Filterausgänge von vier AD8428-Chips wird das Rauschen um die Hälfte reduziert.

Die Ausgangsimpedanz der Schaltung ist niedrig, unabhängig davon, von welchem Instrumentenverstärker das Signal stammt. Diese Schaltung kann erweitert werden, um das Rauschen um die Quadratwurzel der Verstärker zu reduzieren.

Wie die Schaltung Rauschen reduziert

Die typische eingangsbezogene Rauschspannung von 1,3 nV/√Hz, die von jedem AD8428-Verstärker erzeugt wird, korreliert nicht mit dem Rauschen, das von den anderen Verstärkern erzeugt wird. Rauschen aus unkorrelierten Quellen wird an den Filteranschlüssen als Wurzel der Quadratsumme addiert. Gleichzeitig weist das Eingangssignal eine positive Korrelation auf. Die Spannungen, die aufgrund des Eingangssignals an den Filterpins jedes Chips auftreten, sind gleich, sodass sich die Spannung an diesen Punkten durch die Parallelschaltung mehrerer AD8428 nicht ändert und die Verstärkung gleich 2000 bleibt.

Lärmanalyse

Die folgende Analyse der vereinfachten Schaltung in Abbildung 2 zeigt, dass zwei auf diese Weise verbundene AD8428-Verstärker das Rauschen um den Faktor √2 reduzieren. Das Rauschen jedes Verstärkers kann durch die Spannung an seinem +IN-Eingang modelliert werden. Um das Gesamtrauschen zu bestimmen, erden Sie die Eingänge und verwenden Sie eine Überlagerungsmethode, um die Rauschquellen zu kombinieren.

Das Rauschen der Quelle e n1 gelangt zum Ausgang des Vorverstärkers des A1-Chips, 200-fach differenzverstärkt. Für diesen Teil der Analyse betrachten wir die Ausgänge des Vorverstärkers von Chip A2 als rauschfrei und seine Eingänge als geerdet. Der 6 kΩ/6 kΩ-Widerstandsteiler zwischen jedem Vorverstärkerausgang von IC A1 und dem entsprechenden Vorverstärkerausgang von IC A2 kann durch sein Thevenin-Äquivalent ersetzt werden: die halbe Rauschspannung von Vorverstärker A1 mit einem Serienwiderstand von 3 kΩ. Diese Unterteilung ist der Mechanismus, der den Lärm reduziert. Eine vollständige Analyse mit der Knotenpotentialmethode zeigt, dass das Rauschen e n1 am Ausgang auf einen Pegel von 1000 × e n1 verstärkt wird. Aufgrund der Symmetrie der Schaltung kann man natürlich schlussfolgern, dass der Beitrag von e n2 gleich 1000 × e n2 sein wird. Gleiche und gleiche en-Pegel e n1 und e n2 werden als Wurzelsumme der Quadrate addiert, was zu einer Gesamtrauschleistung von 1414 × e n führt.

Um es zurück zum Eingang zu bringen, muss die Größe der Verstärkung bestimmt werden. Nehmen wir an, dass ein Differenzsignal V IN zwischen den Pins +INPUT und -INPUT angelegt wird. Die Differenzspannung am Ausgang der ersten Stufe A1 beträgt V IN × 200. Die gleichen Spannungen treten auch an den Ausgängen des Vorverstärkers des A2-Chips auf, daher hat der 6 kOhm/6 kOhm-Teiler keinen Einfluss auf die Signal in irgendeiner Weise, und die Analyse mit der Knotenpotentialmethode zeigt, dass die Ausgangsspannung gleich V IN × 2000 ist. Somit ist die Gesamtspannung des Rauschens bezogen auf den Eingang gleich e n × 1414/2000, oder, was ist das gleiche, e n /√2. Wenn wir hier den typischen AD8428-Rauschdichtewert von 1,3 nV/√Hz einsetzen, stellen wir fest, dass die Konfiguration von zwei Verstärkern eine Rauschdichte von etwa 0,92 nV/√Hz ergibt.

Wenn Verstärker hinzugefügt werden, ändert sich die Impedanz des Filterausgangs, wodurch sich auch der Rauschpegel verringert. Wenn Sie beispielsweise vier AD8428 in der in Abbildung 1 gezeigten Konfiguration verwenden, sind drei 6-kΩ-Widerstände zwischen dem Filter-Pin und jedem der rauschfreien Ausgänge des Vorverstärkers angeschlossen. Dadurch entsteht effektiv ein 6k/2k-Widerstandsteiler, der die Rauschspannung um den Faktor vier dämpft. Dann wird das Gesamtrauschen der vier Verstärker, wie vorhergesagt, gleich e n /2.

Kompromiss zwischen Lärm und Leistung

Unter dem Gesichtspunkt des Rausch-Leistungs-Verhältnisses ist der AD8428 sehr effizient. Bei einer Eingangsrauschdichte von 1,3 nV/√Hz überschreitet sein Stromverbrauch 6,8 mA nicht. Zum Vergleich: Der rauscharme Operationsverstärker AD797 benötigt einen maximalen Strom von 10,5 mA, um 0,9 nV/√Hz zu erreichen. Ein diskreter Instrumentenverstärker mit zwei AD797-Operationsverstärkern und einem stromsparenden Differenzverstärker mit einer Verstärkung von 2000 benötigt möglicherweise mehr als 21 mA, um eine Eingangsrauschspannung von 1,45 nV/√Hz zu erzeugen, die hauptsächlich von zwei Operationsverstärkern verbraucht wird Ein 30,15-Ohm-Widerstand. Zusätzlich zum Gesamtstrom, der von einer Gruppe parallel geschalteter Verstärker verbraucht wird, muss der Entwickler auch deren thermische Bedingungen berücksichtigen. Die Verlustleistung innerhalb eines einzelnen AD8428-Chassis bei Stromversorgung mit ±5 V erhöht dessen Temperatur um etwa 8 °C. Wenn mehrere Geräte in einer kompakten Gruppe auf der Platine angeordnet sind oder sich auf engstem Raum im Gehäuse befinden, können sie sich gegenseitig erhitzen, was die Berücksichtigung thermischer Aspekte beim Entwurf der Schaltung erfordert.

SPICE-Modellierung

Die SPICE-Modellierung ist zwar nicht als Ersatz für das Prototyping gedacht, kann aber als erster Schritt zum Testen einer Idee selbst nützlich sein. Um den Betrieb einer Schaltung bestehend aus zwei parallel geschalteten Geräten zu testen und zu simulieren, wurde der ADIsimPE-Simulator mit dem SPICE-Makromodell AD8428 verwendet. Die in Abbildung 3 dargestellten Ergebnisse zeigen das erwartete Verhalten der Schaltung: Verstärkung von 2000 und Rauschreduzierung um 30 %.

Messergebnisse

Das komplette Vier-Chip-AD8428-Design wurde im Labor getestet. Das gemessene eingangsbezogene Rauschen hatte eine spektrale Dichte von 0,7 nV/√Hz bei 1 kHz und einen Pegel von 25 nV Spitze-zu-Spitze von 0,1 Hz bis 10 Hz. Das ist weniger Rauschen als viele Nanovoltmeter. Die Ergebnisse der Messungen der spektralen Dichte und der Spitzenrauschspannung sind in den Abbildungen 4 bzw. 5 dargestellt.

Abschluss

Die Entwicklung von Geräten mit einer Empfindlichkeit im Nanovolt-Bereich ist eine sehr schwierige Aufgabe, die viele Designherausforderungen mit sich bringt. Der Instrumentenverstärker AD8428 verfügt über alle Funktionen, die zur Implementierung hochwertiger Systeme erforderlich sind, die geringes Rauschen und hohe Verstärkung erfordern. Darüber hinaus ermöglicht seine einzigartige Struktur den Designern, diese ungewöhnliche Schaltung zu ihrem Arsenal an Nanovolt-Lösungen hinzuzufügen.

Links

MT-047-Tutorial. Operationsverstärkerrauschen.
MT-048-Tutorial. Beziehungen zwischen Operationsverstärkerrauschen: 1/f-Rauschen, RMS-Rauschen und äquivalente Rauschbandbreite.
MT-049-Tutorial. Berechnungen des Gesamtausgangsrauschens von Operationsverstärkern für einpolige Systeme.
MT-050-Tutorial. Berechnungen des Gesamtausgangsrauschens von Operationsverstärkern für Systeme zweiter Ordnung.
MT-065-Tutorial. Rauschen im Verstärker.

Berücksichtigt werden die Schaltungen und Designs hochempfindlicher Mikrofone in Kombination mit selbstgebauten rauscharmen Niederfrequenzverstärkern (LNF).

Das Design eines empfindlichen und rauscharmen Verstärkers (ULA) hat seine eigenen Eigenschaften. Den größten Einfluss auf die Qualität der Tonwiedergabe und Sprachverständlichkeit haben der Amplitudenfrequenzgang (AFC) des Verstärkers, sein Geräuschpegel, Mikrofonparameter (AFC, Richtcharakteristik, Empfindlichkeit etc.) oder ihn ersetzende Sensoren sowie deren gegenseitige Übereinstimmung mit dem Verstärker. Der Verstärker muss über eine ausreichende Verstärkung verfügen.

Bei Verwendung eines Mikrofons sind es 60db-80db, d.h. 1000-10000 Mal. Unter Berücksichtigung der Besonderheiten des Empfangs eines Nutzsignals und seines geringen Wertes bei relativ starken Störungen, die immer vorhanden sind, empfiehlt es sich, bei der Auslegung des Verstärkers die Möglichkeit einer Korrektur des Frequenzgangs vorzusehen, d.h. Frequenzauswahl des verarbeiteten Signals.

Es ist zu berücksichtigen, dass der informativste Teil des Audiobereichs im Band von 300 Hz bis 3-3,5 kHz konzentriert ist. Allerdings wird dieses Band manchmal noch weiter reduziert, um Störungen zu reduzieren. Die Verwendung eines Bandpassfilters als Teil eines Verstärkers kann die Hörreichweite erheblich erhöhen (zweimal oder mehr).

Eine noch größere Reichweite kann durch den Einsatz von High-Q-Selektivfiltern im ULF erreicht werden, die es ermöglichen, ein Signal bei bestimmten Frequenzen zu isolieren oder zu unterdrücken. Dadurch ist es möglich, das Signal-Rausch-Verhältnis deutlich zu erhöhen.

Elementare Basis

Moderne Elementbasis ermöglicht Ihnen das Erstellen hochwertiges ULF basierend auf rauscharmen Operationsverstärkern(OU), zum Beispiel K548UN1, K548UN2, K548UNZ, KR140UD12, KR140UD20 usw.

Doch trotz der breiten Palette spezialisierter Mikroschaltungen und Operationsverstärker und ihrer hohen Parameter, ULF auf Transistoren haben bis heute nicht an Bedeutung verloren. Der Einsatz moderner, rauscharmer Transistoren, insbesondere in der ersten Stufe, ermöglicht es, Verstärker mit optimalen Parametern und Komplexität zu realisieren: rauscharm, kompakt, wirtschaftlich, ausgelegt für Niederspannungsstromversorgung. Daher erweisen sich Transistor-ULFs häufig als gute Alternative zu integrierten Schaltkreisverstärkern.

Um den Rauschpegel in Verstärkern, insbesondere in den ersten Stufen, zu minimieren, empfiehlt sich der Einsatz hochwertiger Elemente. Zu diesen Elementen gehören rauscharme Bipolartransistoren mit hoher Verstärkung, beispielsweise KT3102, KT3107. Je nach Einsatzzweck des ULF kommen jedoch auch Feldeffekttransistoren zum Einsatz.

Auch die Parameter anderer Elemente sind von großer Bedeutung. In rauscharmen Kaskaden elektronischer Schaltkreise werden Oxidkondensatoren K53-1, K53-14, K50-35 usw. verwendet, unpolare – KM6, MBM usw., Widerstände – nicht schlechter als herkömmliche 5 % MLT- 0,25 und ML T- 0,125, die beste Art von Widerständen sind drahtgewickelte, nichtinduktive Widerstände.

Der Eingangswiderstand des ULF muss mit dem Widerstand der Signalquelle übereinstimmen – einem Mikrofon oder einem Sensor, der es ersetzt. Typischerweise versuchen sie, die Eingangsimpedanz des ULF gleich (oder etwas größer) dem Widerstand des Signalquellen-Konverters bei Grundfrequenzen zu machen.

Um elektrische Störungen zu minimieren, empfiehlt es sich, für den Anschluss des Mikrofons an den ULF abgeschirmte Kabel mit einer Mindestlänge zu verwenden. Es wird empfohlen, das IEC-3-Elektretmikrofon direkt auf der Platine der ersten Stufe des Mikrofonverstärkers zu montieren.

Wenn es notwendig ist, das Mikrofon deutlich vom ULF zu entfernen, sollten Sie einen Verstärker mit Differenzeingang verwenden und die Verbindung über ein verdrilltes Adernpaar im Schirm herstellen. Der Schirm wird an einem Punkt des gemeinsamen Kabels so nah wie möglich am ersten Operationsverstärker an den Stromkreis angeschlossen. Dadurch wird sichergestellt, dass das in den Leitungen induzierte elektrische Rauschen minimiert wird.

Rauscharmer ULF für Mikrofon am K548UN1A

Abbildung 1 zeigt ein Beispiel eines ULF, das auf einer speziellen Mikroschaltung – IC K548UN1A – basiert und zwei rauscharme Operationsverstärker enthält. Der auf Basis dieser Operationsverstärker (IC K548UN1A) erstellte Operationsverstärker und ULF sind für eine unipolare Versorgungsspannung von 9V - ZOV ausgelegt. In der obigen ULF-Schaltung ist der erste Operationsverstärker in einer Version enthalten, die den minimalen Rauschpegel des Operationsverstärkers gewährleistet.

Reis. 1. ULF-Schaltung am Operationsverstärker K548UN1A und Mikrofonanschlussoptionen: a - ULF am Operationsverstärker K548UN1A, b - Anschluss eines dynamischen Mikrofons, c - Anschluss eines Elektretmikrofons, d - Anschluss eines Remote-Mikrofons.

Elemente für die Schaltung in Abbildung 1:

R1 =240-510, R2=2,4k, R3=24k-51k (Verstärkungsanpassung),
R4=3k-10k, R5=1k-3k, R6=240k, R7=20k-100k (Verstärkungsanpassung), R8=10; R9=820-1,6k (für 9V);
C1 =0,2-0,47, C2=10µF-50µF, C3=0,1, C4=4,7µF-50µF,
C5=4,7uF-50uF, C6=10uF-50uF, C7=10uF-50uF, C8=0,1-0,47, C9=100uF-500uF;
Operationsverstärker 1 und 2 – IS K548UN1A (B), zwei Operationsverstärker in einem IC-Gehäuse;
T1, T2 – KT315, KT361 oder KT3102, KT3107 oder ähnlich;
T - TM-2A.

Die Ausgangstransistoren dieser ULF-Schaltung arbeiten ohne Vorspannung (mit Irest = 0). Eine Verzerrung vom Typ „Stufe“ ist aufgrund der tiefen Gegenkopplung, die den zweiten Operationsverstärker der Mikroschaltung und die Ausgangstransistoren abdeckt, praktisch nicht vorhanden. Wenn der Modus der Ausgangstransistoren geändert werden muss (Iquiescent = 0), muss die Schaltung geändert werden entsprechend angepasst: Fügen Sie einen Widerstand oder Dioden in den Stromkreis zwischen den Basen T1 und T2 ein, zwei 3-5k-Widerstände von den Basen der Transistoren zum gemeinsamen Kabel und zum Stromkabel.

Übrigens funktionieren veraltete Germaniumtransistoren im ULF in Gegentakt-Ausgangsstufen ohne Vorspannung gut. Dies ermöglicht die Verwendung von Operationsverstärkern mit einer relativ geringen Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung mit dieser Ausgangsstufenstruktur, ohne dass das Risiko einer Verzerrung besteht, die mit einem Ruhestrom von Null verbunden ist. Um die Gefahr einer Anregung des Verstärkers bei hohen Frequenzen auszuschließen, wird ein SZ-Kondensator verwendet, der neben dem Operationsverstärker und der R8C8-Kette am ULF-Ausgang angeschlossen ist (häufig kann auf RC am Verstärkerausgang verzichtet werden).

Rauscharmes Mikrofon ULF mit Transistoren

Abbildung 2 zeigt ein Beispiel ULF-Schaltungen auf Transistoren. In den ersten Stufen arbeiten die Transistoren im Mikrostrommodus, wodurch das interne ULF-Rauschen minimiert wird. Hier empfiehlt es sich, Transistoren mit hoher Verstärkung, aber geringem Sperrstrom zu verwenden.

Dies könnte beispielsweise 159NT1V (Ik0=20nA) oder KT3102 (Ik0=50nA) oder ähnliches sein.

Reis. 2. ULF-Schaltung mit Transistoren und Möglichkeiten zum Anschluss von Mikrofonen: a ULF mit Transistoren, b – Anschluss eines dynamischen Mikrofons, c – Anschluss eines Elektretmikrofons, d – Anschluss eines Fernmikrofons.

Elemente für die Schaltung in Abbildung 2:

R3=5,6k-6,8k (Lautstärkeregelung), R4=3k, R5=750,
R6=150k, R7=150k, R8=33k; R9=820-1,2k, R10=200-330,
R11=100k (Einstellung, Uet5=Uet6=1,5V),
R12=1 k (Einstellung des Ruhestroms T5 und T6, 1-2 mA);
C1=10uF-50uF, C2=0,15uF-1uF, C3=1800,
C4=10µF-20µF, C5=1µF, C6=10µF-50µF, C7=100µF-500µF;
T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E oder ähnlich,
T4, T5 - KT315 oder ähnlich, aber auch MP38A ist möglich,
T6 - KT361 oder ähnlich, aber auch MP42B ist möglich;
M – MD64, MD200 (b), IEC-3 oder ähnlich (c),
T - TM-2A.

Die Verwendung solcher Transistoren ermöglicht nicht nur einen stabilen Betrieb der Transistoren bei niedrigen Kollektorströmen, sondern auch das Erreichen guter Verstärkungseigenschaften bei geringem Rauschpegel.

Als Ausgangstransistoren können entweder Silizium (KT315 und KT361, KT3102 und KT3107 usw.) oder Germanium (MP38A und MP42B usw.) verwendet werden. Beim Aufbau der Schaltung geht es darum, den Widerstand R2 und den Widerstand RЗ auf die entsprechenden Spannungen an den Transistoren einzustellen: 1,5 V am Kollektor T2 und 1,5 V an den Emittern T5 und T6.

Operationsverstärker-Mikrofonverstärker mit Differenzeingang

Abbildung 3 zeigt ein Beispiel für ULF Operationsverstärker mit Differenzeingang. Ein ordnungsgemäß zusammengebauter und abgestimmter ULF sorgt für eine erhebliche Unterdrückung von Gleichtaktstörungen (60 dB oder mehr). Dadurch wird sichergestellt, dass das Nutzsignal mit einem erheblichen Maß an Gleichtaktstörungen isoliert wird.

Es sei daran erinnert, dass Gleichtaktstörungen Störungen sind, die in gleichen Phasen an beiden Eingängen des ULF-Operationsverstärkers ankommen, beispielsweise Störungen, die von einem Mikrofon auf beiden Signalleitungen induziert werden. Um den korrekten Betrieb der Differentialkaskade zu gewährleisten, ist es notwendig, die Bedingung genau zu erfüllen: R1 = R2, R3 = R4.

Abb. 3. ULF-Schaltung an einem Operationsverstärker mit Differenzeingang und Möglichkeiten zum Anschluss von Mikrofonen: a - ULF mit Differenzeingang, b - Anschluss eines dynamischen Mikrofons, c - Anschluss eines Elektretmikrofons, d - Anschluss eines Remote-Mikrofons.

Elemente für die Schaltung in Abbildung 3:

R7=47k-300k (Verstärkungsanpassung, K=1+R7/R6), R8=10, R9=1,2k-2,4k;
C1=0,1-0,22, C2=0,1-0,22, SZ=4,7uF-20uF, C4=0,1;
Operationsverstärker – KR1407UD2, KR140UD20, KR1401UD2B, K140UD8 oder andere Operationsverstärker in Standardschaltung, vorzugsweise mit interner Korrektur;
D1 - Zenerdiode, zum Beispiel KS133, Sie können eine LED in normaler Schaltung verwenden, zum Beispiel AL307;
M – MD64, MD200 (b), IEC-3 oder ähnlich (c),
T - TM-2A.

Es empfiehlt sich, Widerstände mit einem Ohmmeter unter 1 %-Widerständen mit guter Temperaturstabilität auszuwählen. Um das nötige Gleichgewicht zu gewährleisten, empfiehlt es sich, einen der vier Widerstände (z. B. R2 oder R4) variabel zu gestalten. Dabei kann es sich um einen hochpräzisen Trimmer mit variablem Widerstand und internem Getriebe handeln.

Um Rauschen zu minimieren, muss die Eingangsimpedanz des ULF (die Werte der Widerstände R1 und R2) mit dem Widerstand des Mikrofons oder des Sensors, der es ersetzt, übereinstimmen. Die ULF-Ausgangstransistoren arbeiten ohne Vorspannung (von 1 Ruhe = 0). Aufgrund der tiefen Gegenkopplung zwischen dem zweiten Operationsverstärker und den Ausgangstransistoren gibt es praktisch keine stufenförmigen Verzerrungen. Bei Bedarf kann die Transistor-Anschlussschaltung geändert werden.

Einrichten der Differenzialkaskade: Legen Sie gleichzeitig ein 50-Hz-Sinussignal an beide Eingänge des Differenzkanals an und wählen Sie den Wert von R‡ oder R4 aus, um einen Nullsignalpegel von 50 Hz am Ausgang von Operationsverstärker 1 sicherzustellen. Zur Abstimmung wird ein 50-Hz-Signal verwendet, weil Den maximalen Beitrag zum Gesamtwert der Störspannung leistet ein Netzteil mit einer Frequenz von 50 Hz. Mit guten Widerständen und sorgfältiger Abstimmung kann eine Gleichtaktrauschunterdrückung von 60 dB bis 80 dB oder mehr erreicht werden.

Um die Stabilität des ULF-Betriebs zu erhöhen, empfiehlt es sich, die Stromversorgungspins des Operationsverstärkers mit Kondensatoren zu überbrücken und einen RC-Ganzzahler am Verstärkerausgang einzuschalten (wie in der Verstärkerschaltung in Abbildung 1). Zu diesem Zweck können Sie KM6-Kondensatoren verwenden.

Zum Anschluss des Mikrofons wird ein verdrilltes Adernpaar im Schirm verwendet. Der Schirm wird möglichst nahe am Eingang des Operationsverstärkers mit dem ULF verbunden (nur an einer Stelle!!).

Verbesserte Verstärker für empfindliche Mikrofone

Die Verwendung von Operationsverstärkern mit niedriger Geschwindigkeit in ULF-Ausgangsstufen und der Betrieb von Siliziumtransistoren in Leistungsverstärkern in einem Modus ohne anfängliche Vorspannung (Ruhestrom ist Null – Modus B) kann, wie oben erwähnt, zu vorübergehenden Verzerrungen des Verstärkers führen Typ „Schritt“. Um diese Verzerrungen zu beseitigen, empfiehlt es sich in diesem Fall, den Aufbau der Ausgangsstufe so zu ändern, dass die Ausgangstransistoren mit einem kleinen Anfangsstrom arbeiten (AB-Modus).

Abbildung 4 zeigt ein Beispiel für eine solche Modernisierung der obigen Verstärkerschaltung mit Differenzeingang (Abbildung 3).

Abb.4. ULF-Schaltung mit einem Operationsverstärker mit Differenzeingang und einer Ausgangsstufe mit geringer Verzerrung.

Elemente für die Schaltung in Abbildung 4:

R1=R2=20k (gleich oder etwas höher als der maximale Quellenwiderstand im Betriebsfrequenzbereich),
RЗ=R4=1m-2m; R5=2k-10k, R6=1k-Zk,
R7=47k-300k (Verstärkungsanpassung, K=1+R7/R6),
R8=10, R10=10k-20k, R11=10k-20k;
C1 = 0,1–0,22, C2 = 0,1–0,22, SZ = 4,7 uF–20 uF, C4 = 0,1;
OU – K140UD8, KR1407UD2, KR140UD12, KR140UD20, KR1401UD2B oder andere Operationsverstärker in Standardkonfiguration und vorzugsweise mit interner Korrektur;
T1, T2 – KT3102, KT3107 oder KT315, KT361 oder ähnlich;
D2, D3 - KD523 oder ähnlich;
M - MD64, MD200, IEC-3 oder ähnlich (c),
T - TM-2A.

Abbildung 5 zeigt ein Beispiel ULF auf Transistoren. In den ersten Stufen arbeiten die Transistoren im Mikrostrommodus, wodurch das ULF-Rauschen minimiert wird. Die Schaltung ähnelt in vielerlei Hinsicht der Schaltung in Abbildung 2. Um den Anteil des Nutzsignals mit niedrigem Pegel vor dem Hintergrund unvermeidlicher Störungen zu erhöhen, ist in der ULF-Schaltung ein Bandpassfilter enthalten, der die Auswahl der Frequenzen in der Schaltung gewährleistet 300-Hz-3,5-kHz-Band.

Abb.5. ULF-Schaltung mit Transistoren mit Bandpassfilter und Möglichkeiten zum Anschluss von Mikrofonen: a - ULF mit Bandpassfilter, b - Anschluss eines dynamischen Mikrofons, c - Anschluss eines Elektretmikrofons.

Elemente für die Schaltung in Abbildung 5:

R1=43k-51k, R2=510k (Anpassung, Ukt2=1,2V-1,8V),
R3=5,6k-6,8k (Lautstärkeregelung), R4=3k, R5=8,2k,
R6=8,2k, R7=180, R8=750; R9=150k, R10=150k, R11=33k,
R12=620, R13=820-1,2k, R14=200-330,
R15=100k (Einstellung, Uet5=Uet6=1,5V), R16=1k (Einstellung des Ruhestroms T5 und T6, 1-2mA);
C1=10uF-50uF, C2=0,15-0,33, C3=1800,
C4=10uF-20uF, C5=0,022, C6=0,022,
C7=0,022, C8=1uF, C9=10uF-20uF, C10=100uF-500uF;
T1, T2, T3 -159NT1 V, KT3102E oder ähnlich;
T4, T5 - KT3102, KT315 oder ähnlich, Sie können aber auch veraltete Germaniumtransistoren verwenden, zum Beispiel MP38A,
T6 - KT3107 (wenn T5 - KT3102), KT361 (wenn T5 - KT315) oder ähnlich, es können aber auch veraltete Germaniumtransistoren verwendet werden, zum Beispiel MP42B (wenn T5 - MP38A);
M – MD64, MD200 (b), IEC-3 oder ähnlich (c),
T - TM-2A.

In dieser Schaltung empfiehlt es sich auch, Transistoren mit hoher Verstärkung, aber kleinem Sperrkollektorstrom (Ik0), zum Beispiel 159NT1V (Ik0=20nA) oder KT3102 (Ik0=50nA) oder ähnliches zu verwenden. Als Ausgangstransistoren können entweder Silizium (KT315 und KT361, KT3102 und KT3107 usw.) oder Germanium (veraltete Transistoren MP38A und MP42B usw.) verwendet werden.

Beim Einrichten der Schaltung, wie im Fall der ULF-Schaltung in Abb. 11.2, kommt es darauf an, den Widerstand R2 und den Widerstand RЗ auf die entsprechenden Spannungen an den Transistoren T2 und T5, T6 einzustellen: 1,5 V – am Kollektor von T2 und 1,5 V – an den Emittern T5 und T6.

Mikrofondesign

Ein Rohr mit einem Durchmesser von 10–15 cm und einer Länge von 1,5–2 m wird aus einem großen Blatt dickem Papier mit einem Flor, wie Samt, hergestellt. Der Flor sollte, wie Sie sich vorstellen können, natürlich nicht darauf liegen draußen, aber drinnen. In ein Ende dieses Rohres wird ein empfindliches Mikrofon eingeführt. Besser wäre es, wenn es ein gutes dynamisches oder Kondensatormikrofon wäre.

Sie können jedoch auch ein normales Haushaltsmikrofon verwenden. Dies könnte beispielsweise ein dynamisches Mikrofon wie MD64, MD200 oder sogar ein Miniatur-MKE-3 sein.

Allerdings wird das Ergebnis mit einem Haushaltsmikrofon etwas schlechter ausfallen. Natürlich muss das Mikrofon über ein abgeschirmtes Kabel an einen empfindlichen Verstärker mit geringem Eigenrauschen angeschlossen werden (Abb. 1 und 2). Wenn die Kabellänge 0,5 m überschreitet, ist es besser, einen Mikrofonverstärker zu verwenden, der über einen Differenzeingang verfügt, beispielsweise einen VLF an einen Operationsverstärker (Abb.

Dadurch wird die Gleichtaktkomponente von Störungen reduziert – verschiedene Arten von Störungen durch elektromagnetische Geräte in der Nähe, 50-Hz-Hintergrund aus einem 220-V-Netz usw. Nun zum zweiten Ende dieses Papierrohrs. Richtet man dieses freie Rohrende auf eine Schallquelle, beispielsweise auf eine Gruppe sprechender Menschen, so ist Sprache hörbar. Es scheint nichts Besonderes zu sein.

Dafür gibt es Mikrofone. Und dafür braucht man überhaupt kein Rohr. Überraschend ist jedoch, dass der Abstand zu den sprechenden Personen erheblich sein kann, beispielsweise 100 Meter und mehr. Sowohl der Verstärker als auch das mit einer solchen Röhre ausgestattete Mikrofon ermöglichen es, auf so große Entfernung alles ganz gut zu hören.

Durch den Einsatz spezieller selektiver Filter, die eine Isolierung oder Unterdrückung des Signals in schmalen Frequenzbändern ermöglichen, lässt sich der Abstand sogar vergrößern.

Dadurch ist es möglich, den Pegel des Nutzsignals bei unvermeidlichen Störungen zu erhöhen. In einer vereinfachten Version können Sie anstelle spezieller Filter einen Bandpassfilter im ULF verwenden (Abb. 4) oder einen herkömmlichen Equalizer verwenden – eine Mehrband-Klangregelung oder im Extremfall einen herkömmlichen, d. h. Konventionelle Zweiband-, Bass- und Höhen-Klangregelung.

Literatur: Rudomedov E.A., Rudometov V.E – Elektronik und Spionageleidenschaften-3.

Diplomarbeit

2.1 Auswahl einer rauscharmen Verstärkerschaltung

Gemäß den obigen Überlegungen ist es erforderlich, dass der rauscharme Verstärker die folgenden technischen Anforderungen erfüllt:

Verstärkung nicht weniger als 20 dB;

Geräuschzahl nicht mehr als 3 dB;

Dynamikumfang von mindestens 90 dB,

Zentralfrequenz 808 MHz.

Darüber hinaus wies es eine hohe Stabilität der Eigenschaften, eine hohe Betriebssicherheit, geringe Abmessungen und ein geringes Gewicht auf.

Unter Berücksichtigung der Anforderungen an einen rauscharmen Verstärker werden wir mögliche Optionen zur Lösung des Problems prüfen. Bei der Prüfung möglicher Optionen berücksichtigen wir die Bedingungen, unter denen das Transceiver-Modul betrieben wird (Platzierung an Bord eines Flugzeugs und Einfluss externer Faktoren wie Temperaturänderungen, Vibrationen, Druck usw.). Lassen Sie uns rauscharme Verstärker analysieren, die auf verschiedenen Elementbasen hergestellt wurden.

Die derzeit rauschärmsten Mikrowellenverstärker sind quantenparamagnetische Verstärker (Maser), die sich durch extrem niedrige Rauschtemperaturen (weniger als 20 °K) und damit eine sehr hohe Empfindlichkeit auszeichnen. Allerdings umfasst der Quantenverstärker ein kryogenes Kühlsystem (bis zu einer Temperatur von flüssigem Helium von 4,2 o K), das große Abmessungen und Gewicht, hohe Kosten sowie ein sperriges Magnetsystem zur Erzeugung eines starken konstanten Magnetfelds aufweist. All dies beschränkt den Anwendungsbereich von Quantenverstärkern auf einzigartige Funksysteme – Weltraumkommunikation, Langstreckenradar usw.

Die Notwendigkeit, Mikrowellenfunkempfangsgeräte zu miniaturisieren, ihre Effizienz zu steigern und die Kosten zu senken, hat zu einem intensiven Einsatz rauscharmer Verstärker auf Basis von Halbleiterbauelementen geführt, zu denen parametrische Halbleiterverstärker, Tunneldioden und Transistor-Mikrowellenverstärker gehören.

Parametrische Halbleiterverstärker (SPA) arbeiten in einem weiten Frequenzbereich (0,3...35 GHz) und haben Bandbreiten von Bruchteilen bis zu mehreren Prozent der Zentralfrequenz (typische Werte 0,5...7 %, aber Bandbreiten bis zu 40 %). erhalten werden kann); Der Übertragungskoeffizient einer Stufe erreicht 17...30 dB, der Dynamikbereich der Eingangssignale beträgt 70...80 dB. Als Pumpgeneratoren werden Generatoren auf Basis von Lawinendioden und Gunn-Dioden sowie Mikrowellentransistoren (mit und ohne Frequenzvervielfachung) eingesetzt. Parametrische Halbleiterverstärker sind die rauschärmsten aller Halbleiterverstärker und im Allgemeinen aller ungekühlten Mikrowellenverstärker. Ihre Geräuschtemperatur reicht von zehn (bei Dezimeterwellen) bis Hunderten (bei Zentimeterwellen) Grad Kelvin. Bei tiefer Abkühlung (bis zu 20 °K und darunter) sind ihre Rauscheigenschaften mit denen von Quantenverstärkern vergleichbar. Das Kühlsystem erhöht jedoch die Abmessungen, das Gewicht, den Stromverbrauch und die Kosten der PPU. Daher werden gekühlte PPUs hauptsächlich in terrestrischen Funksystemen eingesetzt, wo hochempfindliche Funkempfangsgeräte erforderlich sind und Abmessungen, Gewicht und Stromverbrauch keine so große Rolle spielen.

Zu den Vorteilen von PPU im Vergleich zu Verstärkern auf Basis von Tunneldioden und Mikrowellentransistoren gehören neben besseren Rauscheigenschaften auch die Möglichkeit, im höheren Frequenzbereich zu arbeiten, eine größere Verstärkung einer Stufe und die Möglichkeit einer schnellen und einfachen elektronischen Frequenzabstimmung ( innerhalb von 2...30 %). Die Nachteile von PPU sind das Vorhandensein eines Mikrowellen-Pumpgenerators, eine geringere Bandbreite, große Abmessungen und Gewicht sowie deutlich höhere Kosten im Gegensatz zu Transistor-Mikrowellenverstärkern.

Auf Tunneldioden basierende Verstärker haben im Vergleich zu anderen Halbleiterverstärkern kleinere Abmessungen und ein geringeres Gewicht, was hauptsächlich durch die Abmessungen und das Gewicht von Ferritzirkulatoren und -ventilen, einen geringeren Stromverbrauch und eine große Bandbreite bestimmt wird. Sie arbeiten im Frequenzbereich 1...20 GHz, haben eine relative Bandbreite von 1,7...65 % (typische Werte 3,5...18 %), einen Übertragungskoeffizienten einer Stufe von 6...20 dB, eine Rauschzahl von 3,5...4,5 dB bei Dezimeterwellen und 4...7 dB bei Zentimeterwellen, der Dynamikbereich der Eingangssignale beträgt 50...90 dB. Tunneldiodenverstärker werden hauptsächlich in Geräten eingesetzt, bei denen eine große Anzahl leichter und kleiner Verstärker auf kleinem Raum untergebracht werden muss, beispielsweise in aktiven Phased-Array-Antennen. Aufgrund ihrer inhärenten Nachteile (relativ hohe Rauschzahl, unzureichender Dynamikbereich, geringe elektrische Festigkeit der Tunneldiode, Schwierigkeiten bei der Gewährleistung der Stabilität, Notwendigkeit von Entkopplungsvorrichtungen) wurden Verstärker auf Tunneldiodenbasis jedoch in letzter Zeit intensiv durch Transistorverstärker ersetzt Mikrowellenverstärker.

Die Hauptvorteile rauscharmer Halbleiterverstärker – geringe Abmessungen und Gewicht, geringer Stromverbrauch, lange Lebensdauer, die Möglichkeit, integrierte Mikrowellenschaltungen aufzubauen – ermöglichen den Einsatz in aktiven Phased-Array-Antennen und Bordgeräten. Darüber hinaus haben Transistor-Mikrowellenverstärker die größten Aussichten.

Fortschritte in der Entwicklung der Physik und der Halbleitertechnologie haben es ermöglicht, Transistoren mit guten Rausch- und Verstärkungseigenschaften zu entwickeln, die im Mikrowellenbereich arbeiten können. Auf Basis dieser Transistoren wurden rauscharme Mikrowellenverstärker entwickelt.

Transistorverstärker sind im Gegensatz zu Verstärkern, die auf parametrischen Halbleiter- und Tunneldioden basieren, nicht regenerativ, sodass die Gewährleistung ihres stabilen Betriebs viel einfacher ist als beispielsweise Verstärker, die auf Tunneldioden basieren.

Mikrowellen-LNAs verwenden rauscharme Transistoren, sowohl bipolare (Germanium und Silizium) als auch Feldeffekttransistoren mit Schottky-Barriere (Silizium und Galliumarsenid). Germanium-Bipolartransistoren bieten eine niedrigere Rauschzahl als Siliziumtransistoren, letztere haben jedoch eine höhere Frequenz. Schottky-Barriere-Feldeffekttransistoren haben bessere Verstärkungseigenschaften als Bipolartransistoren und können bei höheren Frequenzen betrieben werden, insbesondere Galliumarsenidtransistoren. Die Rauscheigenschaften bei relativ niedrigen Frequenzen sind bei Bipolartransistoren besser und bei höheren Frequenzen bei Feldeffekttransistoren. Der Nachteil von Feldeffekttransistoren ist ihr hoher Eingangs- und Ausgangswiderstand, der eine breitbandige Anpassung erschwert.

Die obigen Überlegungen ermöglichen es uns, eine Strategie für die Synthese eines rauscharmen Verstärkers auf Basis eines Feldeffekttransistors in einem monolithischen integrierten Design zu skizzieren.

Wie zuvor ausgewählt, werden wir den LNA auf Basis des MGA-86563-Moduls aufbauen. Der elektrische Schaltplan ist in Abbildung 2.1 dargestellt. Ein typisches Anschlussdiagramm ist in Abbildung 2.2 dargestellt: Abbildung 2.1 Elektrischer Schaltplan MGA-86563. Figur 2...

Hochfrequenz-Empfangspfad

Als Ergebnis der durchgeführten Arbeiten wurde der rauscharme Verstärker MGA86563 untersucht. Die Untersuchung des Frequenzgangs des LNA wurde mit dem SNPU-135-Stativ durchgeführt, einem Gerät zur Untersuchung des Frequenzgangs X1-42. Das Anschlussdiagramm zur Messung des Frequenzgangs ist in Abbildung 4 dargestellt...

AC-zu-DC-Spannungsmesswandler

Zur Implementierung der Gleichrichterschaltung verwenden wir einen dualen Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker mit Feldeffekttransistoren am Eingang vom Typ KR140UD282. Seine Parameter sind in Tabelle 5 angegeben und der Anschlussplan ist in Abb. 8 dargestellt...

Rauscharmer integrierter Verstärker

Modellierung von Messumformern auf Basis von Temperatursensoren im MICRO-CAP-System

Basierend auf dem Gebäude ist es notwendig, einen Dreileiterkreis (2 Möglichkeiten) zur Temperaturmessung mit einem RTD unter Verwendung einer Stromquelle aufzubauen (siehe Abb. 6.2.1). Nr. Schaltung Spannung am Eingang des Prüflings bei 2 Abb.6.2.1...

Design des Verstärkerteils des Geräts

Verwenden wir das in Abb. dargestellte Diagramm. 5, um den Leistungsverstärker zu berechnen. Bei der Berechnung der UM sind die angegebenen Werte: a). Nennlastleistung Рн = 0,4 W; B). Lastwiderstand Rн = 100 Ohm...

Der Prozess der Modellierung des Betriebs eines Vermittlungsknotens

Da Gleichtaktstörungen 10 V nicht überschreiten und die Verstärkung nicht groß ist, reicht es aus, einen einfachen Differenzverstärker zu verwenden. Die Schaltung des einfachsten Differenzverstärkers ist in Abbildung 5 dargestellt...

Senderentwicklung

Abbildung 2 Ein Vorverstärker (PA) ist ein Operationsverstärker (Operationsverstärker) mit negativer Rückkopplung. Der Anschlussplan (PU) ist in Abbildung 2 dargestellt...

Berechnung eines Schaltverstärkers

Ein Schaltspannungsverstärker ist ein Signalvorverstärker, der den normalen Betrieb der PA gewährleistet...

Invertierende Verstärkersynthese

Schaltung eines invertierenden Verstärkers mit negativer Rückkopplung: Abbildung 1 – Grundschaltung eines invertierenden Operationsverstärkers mit OOS...

Zur Vereinfachung der Entwicklung und Berechnung wurden die Blöcke PU, ULF und UHF2 in einem gemeinsamen Schema zusammengefasst. Das Design basierte auf der Mikroschaltung 140-UD20A und den Bipolartransistoren KT817A...

Vergleichende Eigenschaften technischer Daten von Radiosendern

Abbildung 7.5 zeigt den elektrischen Schaltplan des Vorverstärkers, des Niederfrequenzverstärkers und des Hochfrequenzverstärkers UHF2. Die Schaltung basiert auf der Mikroschaltung 140-UD20A, die aus Operationsverstärkern (Da1...) besteht.

Mikrofonverstärkerschaltung

Bestimmen wir die Gesamtverstärkung, auf deren Grundlage die Anzahl der Verstärkungsstufen ausgewählt wird: Wo ist die Gesamtverstärkung; effektive Nennausgangsspannung; effektive Nenneingangsspannung...

Breitbandverstärker

Wenn mit der Entwicklung eines Verstärkers begonnen wird, müssen allgemeine Überlegungen zur Wirtschaftlichkeit seiner Herstellung (Minimierung der aktiven Geräte, Elemente und Komponenten hinsichtlich ihrer Anzahl) berücksichtigt werden.

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